Operationsforstærker med strømfeedback

Operationsforstærker med strømfeedback ( op-amp med TOC [1] , op- amp TOC ), mindre almindeligt transimpedansforstærker - en elektronisk forstærker med to indgange, hvis inverterende input, normalt brugt til negativ feedback , har en lav indgangsmodstand og styres af strøm , ikke spænding , som det er sædvanligt i klassiske operationsforstærkere (op-amps) med en differentiel indgang .

Den største fordel ved TOS op amp i forhold til de klassiske op amps med negativ spændingsfeedback (NFB) er høj hastighed, nemlig: høj slew rate (op til 9 V / ns i kommercielle integrerede kredsløb [2] ), kort afviklingstid og stor båndbredde . Afskæringsfrekvensen for en seriel OA TOS i et kredsløb med en OOS varierer fra 100 MHz til 2 GHz - den afhænger kun af modstanden af OOS-kredsløbet og den indbyggede korrigerende kapacitans og afhænger praktisk talt ikke af den specificerede forstærkning [3 ] . Frekvensen af TOC op amp fuld effekt signal er normalt den samme som dens lille signal cutoff frekvens og overstiger den for en klassisk op amp. Den ikke-lineære forvrængning af op-amp TOS ved høje frekvenser er lavere end for den klassiske op-amp [3] .

Højhastighedsydelse opnås ved asymmetri og kredsløbssimpelhed af inputtrinnet og som et resultat lav nøjagtighed [4] . OU TOS bruges hovedsageligt til at forstærke og filtrere signaler i bredbåndsenheder ved frekvenser over 100 MHz [5] [6] : i radar , videoteknologi , i kabel- og fiberoptiske kommunikationssystemer og digital behandling af højfrekvente signaler. Populariteten af OU TOS er begrænset af en vis kompleksitet i anvendelsen og mangel på nøjagtighed [7] . Hovedkoblingskredsløbene i op-forstærkeren TOS falder topologisk sammen med koblingskredsløbene i den klassiske op-forstærker, implementeringen af andre typiske kredsløb er vanskelig eller endda umulig. Det er muligt, at den videre udvikling af det klassiske op-forstærkerkredsløb yderligere vil indsnævre omfanget af op-forstærkerens TOS [8] .

Sådan virker det

I de fleste analoge elektroniske enheder er informationsbæreren eller det analoge signal elektrisk spænding , og den vigtigste strukturelle enhed for signalbehandling er en elektronisk spændingsforstærker [ 11] . Indtil midten af 1990'erne var analog elektronik domineret af spændingsstyrede operationsforstærkere - universelle spændingsforstærkere, der var i stand til at implementere næsten alle de nødvendige analoge signalbehandlingsfunktioner [12] .

Ydeevnen af enhver spændingsforstærker er begrænset af genopladningstiden for de analoge vejkapacitanser - først og fremmest Miller-kapacitanserne for transistorer , og for det andet de parasitære kapacitanser af andre komponenter og kredsløbsledere [13] [14] . Ydeevnen af en klassisk op-amp er yderligere begrænset af en korrektionskapacitans, som med vilje er indbygget i kredsløbet for at sikre stabilitet ved høje frekvenser [15] . Parasitære induktanser af ledere begrænser stigningshastigheden af strømme og reducerer også hastigheden, men i virkelige integrerede kredsløb (IC'er) er indflydelsen af induktanser meget mindre end indflydelsen af kapacitanser [13] . Af denne grund er strømforstærkere altid hurtigere end spændingsforstærkere bygget på en sammenlignelig elementbase [13] [16] . I en ideel strømforstærker sker genopladningen af kapacitanser slet ikke, da spændingerne på kredsløbselementerne forbliver uændrede [17] [18] . Hvis indgangs- og udgangssignalerne fra strømforstærkeren skulle være spændinger, placeres matchende push-pull- emitterfølgere ved indgangen og udgangen , som er i stand til hurtigt at oplade og aflade parasitære kapacitanser [17] .

Det er i henhold til dette skema (indgangsspændingsfølger → strømspejl → strøm-til-spænding konverter → udgangsspændingsfølger), at operationsforstærkere med strømfeedback bygges. Da de er en analog af klassiske op-forstærkere med spændingsfeedback, adskiller op-forstærkere TOS sig fra dem i to arkitektoniske træk [19] :

Indgangstrinnet på OU TOC er ikke en differentialforstærker , men en spændingsfølger , hvis højmodstandsindgang er den ikke-inverterende indgang på op-amp TOC, og lavmodstandsudgangen er den inverterende input fra op-amp TOC. Således, selv med et åbent kredsløb af CNF, gentager spændingen ved den inverterende indgang altid spændingen ved den ikke-inverterende indgang. Fejlsignalet er ikke den differentielle indgangsspænding, men strømmen, der løber gennem den inverterende indgang [19] . $I_{{err}}$
Spændingsforstærkningen i OU TOC er implementeret ikke på en kaskade med en fælles emitter , men på en strømomformer af en inverterende input til spænding [19] , som her faktisk er en forstærkerkaskade med en fælles base . Udgangsspændingen af en ideel TOC op-forstærker bestemmes ikke af den differentielle indgangsspænding, men udelukkende af strømmen af den inverterende input: $V_{o}$

V_{o}=ZI_{err}

, hvor er den frekvensafhængige konverteringsfaktor for indgangsstrømmen til udgangsspændingen ( transimpedans ) [19] .

Z

I en alternativ repræsentation er OU TOS en ikke-inverterende strømtransportør af anden generation (CCII+), belastet på transimpedans og matchet med en ekstern belastning af en udgangsspændingsfølger [9] . Fortolkningen af OU TOS i forhold til teorien om nuværende transportører findes i det akademiske miljø, mens producenterne ikke selv bruger disse termer [20] [komm. 1] . Transimpedansen af serielle TOS op-forstærkere er så stor, at de ligesom klassiske op-forstærkere udelukkende bruges i kredsløb med dyb OOS [22] . $Z$

Udviklingshistorie

Moderne nuværende analoge IC'er går tilbage til to grundlæggende ideer: den nuværende transportør opfundet i 1968-1970 af Smith og Cedra og princippet om translinearitet foreslået i 1975 af Barry Gilbert [23] . Det grundlæggende TOC op amp kredsløb, som komplementerer anden generations strømtransportør med en translineær outputfølger [24] , blev udviklet i begyndelsen af 1980'erne af en gruppe Hewlett-Packard ingeniører ledet af David Nelson [25] . I 1983 indgav Nelson patent på en opfindelse, lånte 50.000 dollars af slægtninge og grundlagde det uafhængige firma Comlinear [26] . De første TOC op-forstærkere produceret af det blev brugt i udgangstrinene for Hewlett-Packards målegeneratorer [25] .

Snart trådte Nelson-forstærkere, som adskilte sig positivt fra deres forgængere med hensyn til lette integration i eksisterende kredsløb og den bredeste båndbredde for deres tid (fra jævnstrøm til hundredvis af MHz [komm. 2] ), stærkt ind i arsenalet af designere af tv-udsendelser og radarteknologi [25] [26] . Disse var efter moderne standarder voluminøse hybridenheder i metalhuse af industriel type [25] . Det var umuligt at implementere Nelson-kredsløbet i en monolitisk halvleder -IC i disse år - teknologierne i de tidlige 1980'ere tillod ikke, at højfrekvente pnp-transistorer blev dannet på en chip, og langsomme side-pnp-transistorer var tilgængelige for udviklere i 1970'erne og begyndelsen af 1980'erne var fuldstændig uegnede til konstruktionen af OU TOS [25] [28] [29] [27] . Det var først i 1987, at Elantec bragte den første monolitiske OA TOS EL2020 på markedet. Den blev fulgt i 1988 af Comlinear CLC400, Analog Devices AD846 [30] og AD811 monolitiske IC'er, en af de mest kommercielt succesrige TOC op forstærkere [25] . Samtidig blev TOC serielle op-forstærkere opdelt i to ulige klasser: med en indbygget korrigerende kapacitans (langt de fleste produkter) og med mulighed for ekstern korrektion (Z-output) - AD844, OPA660 og deres analoger [24] [31] .

I begyndelsen af det 21. århundrede var masseanvendelsesområdet for TOC op-forstærkeren forstærkere til DSL -bredbåndssignal- og kommunikationssystemer over strømledninger [25] , hvor udgangsforstærkeren på et typisk DSL-modem er en dobbelt op-forstærker TOC [25] . Alle serielle TOC op forstærkere fra begyndelsen af det 21. århundrede er fremstillet ved hjælp af dyre, vanskelige at fremstille [29] silicium-på-isolator bipolære tekniske processer , som gør det muligt at danne hurtige pnp- og npn-transistorer med velafstemte parametre på en chip [32] . En uoprettelig ulempe ved disse teknologier - dårlig varmeafledning fra transistorer - genererer mærkbar termisk signalforvrængning ved lave frekvenser, men i typiske applikationer af op amp TOS er de ikke kritiske [33] [34] . Der er alternative nuværende topologier baseret på MOS-strukturer , men ingen af dem har været i stand til at erstatte bipolære TOC op-amps i produktionen [32] .

Spørgsmål om terminologi

I litteraturen om elektronik er begrebet "current feedback" eller "current feedback" ( eng. current feedback ) traditionelt blevet anvendt og bliver fortsat anvendt på forstærkere, hvis feedbacksignal er proportional med strømmen gennem belastningen. og konceptet "spændingsfeedback" - til forstærkere , hvis OOS-signal er proportional med spændingen på belastningen [35] [36] . For begge konfigurationer af feedbackkredsløbet er selve forstærkeren normalt spændingsstyret. Den første undtagelse fra denne regel var de direkte forgængere for TOC op-forstærkere, rør- "strømfeedback-forstærkere", hvor feedbackstrømmen (i stedet for spænding) blev ført ind i inputrørets katodekredsløb med lav modstand [37] . Konceptet med en aktuel feedback-forstærker blev brugt i denne alternative betydning allerede i 1930'erne, for eksempel i Frederick Termans 1937 review paper [38] - selve princippet har været kendt siden Lee de Forests og Edwin Armstrongs arbejde i 1920'erne år [39] . I den engelsksprogede litteratur fra 1970'erne-1990'erne blev udtrykket "forstærker med strømfeedback" anvendt på Nortons integrerede strømforskelsforstærkere [40] .

Forstærkere efter Nelson-skemaet blev først i den engelske litteratur kaldt "Comlinear amplifiers" ( engelsk Comlinear amplifier [41] ), derefter begrebet "amplifiers with current feedback" ( engelsk current feedback amplifier , forkortet som CF amplifier , CFA , CFB ) overtog. Tilbage i 1990 blev det omgivet af anførselstegn for at skelne det fra det traditionelle begreb [42] (i russisksprogede artikler bruges anførselstegn også i det 21. århundrede [43] ). Derefter blev en ny fortolkning fastlagt i litteraturen, på trods af den uønskede tvetydighed - fra det traditionelle synspunkt er op-forstærkere af TOS dækket af spændingsfeedback [44] . Det alternative udtryk, transimpedansforstærker , bruges sjældnere og er ikke helt korrekt [44] . En transimpedansforstærker (spændingskilde styret af strøm) kan implementeres på en op-amp af enhver type, mens konceptet op amp TOS blandt andet indebærer et særligt input-trinskredsløb, der er fundamentalt forskelligt fra kredsløbet for klassiske op-forstærkere [44] [30] .

Der er mikrokredsløb på markedet, der kombinerer egenskaberne fra både "rene" TOC op-forstærkere og klassiske op-forstærkere. High-speed IC'er, hvor et ekstra buffertrin er indbygget mellem den inverterende input og kernen, lavet i henhold til op-amp TOC-skemaet (LM7171 og analoger), er af producenterne ikke placeret som en op-amp TOC, men som op-amp med spændingsfeedback [45] . Micropower IC'er med ekstremt lav udgangsimpedans, hvor inputfølgeren til TOC op-amp er dækket af dyb spændingsfeedback ("CFB plus"-linjen fra Burr-Brown og Texas Instruments ), er placeret som en underklasse af TOC op. -amp [46] . En lille underklasse af TOS op-forstærkere med mulighed for ekstern korrektion (Burr-Brown OPA660, Analog Devices AD846 m.fl.) har ikke fået et særligt navn, i den videnskabelige litteratur betragtes de normalt ikke som op-ampere, men som nuværende transportører.

I Burr-Brown-dokumentationen fra 1990'erne blev OPA660's inputstrømrørledning kaldt diamanttransistor (i russisk oversættelse "diamanttransistor"), og outputfølgeren blev kaldt diamantbuffer ("diamant" -buffer ). Betydningen af det første af disse navne var, at anden generations strømtransportør blev betragtet som en ideel tre-terminal strømforstærker, en slags "transistor" (dens "emitter" var udgangen af følgeren og dens "kollektor" " var udgangen af de nuværende spejle) [47] [48] . De foreslåede udtryk fangede ikke, men udtrykket diamanttransistor ("diamanttransistor") bruges nogle gange til at henvise til en push-pull emitterfølger [49] [50] . I hjemmet hos designere af lydfrekvenseffektforstærkere blev et lignende grundlæggende kredsløb kaldt en "parallel" forstærker i 1980'erne [51] .

Kredsløb

OU TOS'ens inputtrin udføres i henhold til skemaet for en push-pull emitterfølger. Normalt bruges en translineær konfiguration med fire transistorer ( diamanttransistor , blandet translineær celle , MTC-II [54] ), sjældnere - en push-pull diode-forspændt repeater ( MTC-I [54] ) . Transmissionskoefficienten for en repeater, der arbejder i ren tilstand A , er så tæt på enhed, at dens afvigelser fra idealet normalt negligeres [5] [41] . Repeaterindgangen er en ikke-inverterende (potentiel) input af OU TOS, outputtet fra repeateren er den inverterende (aktuelle) input af OU TOC. I modsætning til et symmetrisk differentialtrin ved indgangen til en klassisk op-forstærker, er indgangene på op-amp TOS fundamentalt asymmetriske, så det bruges næsten aldrig i kredsløb, der er følsomme over for input-asymmetri, for eksempel i differentielle subtraktorforstærkere [ 55] .

Følgerens udgangsimpedans er en vigtig indikator, der begrænser enheders nøjagtighed baseret på op-amp TOC [56] . I seriel OA TOS overstiger den ikke 50 Ohm [5] . I teorien er den proportional med den absolutte temperatur og omvendt proportional med følgerens hvilestrøm [57] [58] , i rigtige IC'er er dette en ustabil, dårligt forudsigelig indikator [59] . På grund af den uundgåelige mismatch af par af pnp- og npn-transistorer, kan dens værdier for de indgående og udgående strømme variere markant [60] , ved høje frekvenser øges den gradvist, hvilket forbedrer forstærkerens stabilitet en smule [5] . I praksis negligeres disse fænomener, og feedback-kredsløbene er designet på en sådan måde, at de sikrer stabilitet ved alle mulige værdier over hele driftsfrekvensområdet [59] . $R_{0}$ $R_{0}$ $R_{0}$ $R_{0}$

To strømspejle er inkluderet i indgangsfølgerens øvre og nedre strømarme , som sammen med følgeren danner en ikke-inverterende strømtransportør af anden generation (CCII+). Differensstrømmen genereret af spejlene , lig med eller direkte proportional med udgangsstrømmen fra følgeren , lukker en betinget "jord" [komm. 3] gennem et frekvensafhængigt impedanslækagekredsløb . Dens aktive komponent (fra hundredvis af kOhm til adskillige MΩ ) indstiller forstærkningen af op-amp TOS i lavfrekvensområdet, og sammen med den kapacitive komponent (brøkdele af pF eller flere pF) - cutoff-frekvensen for op- amp TOS med en åben sløjfe af NF: , i størrelsesordenen flere hundrede kHz [22 ] [61] . Strømspejlene og lækagekredsløbet danner en strømstyret strømkilde med en transimpedans forbundet til den . Den resulterende spænding er lig med produktet . ${Jeg er}}}$ ${I_{{err}}}$ ${Z}$ $R_{Z}$ $C_{Z}$ $f_{co}=1/(2\pi R_{z}C_{z})$ ${Z}$ $V_{Z}$ $ZI_{{err}}$

Udgangsemitterfølgeren transmitterer denne spænding til udgangen af op-amp TOC. Den endelige udgangsimpedans af en op-amp TOS kan påvirke dens adfærd, når den opererer på en lav-modstand eller kapacitiv belastning, men den negligeres normalt i beregninger [22] . Udgangstrinene i OA TOS er designet til at fungere på belastninger med en modstand på 100 ohm eller mindre (mod en typisk belastning på 600 ohm for en klassisk op-amp) [62] . Ifølge data fra 2006 begynder frekvensbegrænsningerne af outputtrinet for TOS silicium op-forstærkeren at påvirke frekvenser over 1,3 GHz, og for lovende IC'er baseret på SiGe -heterostrukturer ved frekvenser over 20 GHz [43] [63] .

Dynamiske indikatorer

Gain

I en ikke-inverterende forbindelse tilføres den forstærkede spænding til den ikke-inverterende indgang på TOC op-amp, og dens inverterende input er forbundet til midtpunktet af divideren , forbundet mellem udgangen af op-ampen og den fælles tråd. I overensstemmelse med Kirchhoffs første lov er den algebraiske sum af de strømme, der flyder ind i midterpunktet af divideren og strømmer ud af den, lig med nul: ${R_{1}}{R_{2}}$

{\frac {{V_{o}}-{V_{in-}}}{R_{1}}}-{\frac {V_{in-}}{R_{2}}}+{\frac {V_ {o}}{Z}}=0~~~(1)

Som en første tilnærmelse derfor . Ligning (1) konverteres til formlen for forstærkningen : ${R_{0}}=0$ ${V_{{in-}}}}={V_{{in+}}}={V_{{in}}}$ ${K_{y}}$

K_{y}={\frac {V_{o}}{V_{i}}}=\venstre({1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}}\højre)\venstre ({\frac {1}{1+{\frac {1}{G))))\right)~~~(2)

hvor er den frekvensafhængige sløjfeforstærkning $G$ $G={\frac {Z(f)}{R_{1}}}~~~(3)$

I lavfrekvensområdet ved store, rent aktive værdier degenererer formel (2) til en grundlæggende formel for en ikke-inverterende inklusion af en klassisk op-amp : [64] . $G$ $K_{y}=1+{\frac {R_{1}}{R_{2}}}$

Cutoff frekvens for lille signal

I højfrekvensområdet opfører TOS op-forstærkeren i OOS-kredsløbet sig fundamentalt anderledes end den klassiske op-forstærker med en indbygget korrigerende kapacitans. I sidstnævnte er afskæringsfrekvensen i en ikke-inverterende inklusion omvendt proportional med forstærkningen i lavfrekvensområdet, givet ved forholdet og , det vil sige, at produktet af afskæringsfrekvensen og forstærkningen er konstant og lig med enhed forstærkningsfrekvens [komm. 5] . Afskæringsfrekvensen for OU TOC i den første tilnærmelse afhænger kun af værdierne og den korrigerende kapacitans , som bestemmer impedansen ved høje frekvenser, og afhænger ikke af forstærkningen i lavfrekvensområdet [65] : $f_{c}$ $R_{1}$ $R_{2}$ ${R_{1}}$ $C_{Z}$ $Z$

f_{c}\ca. {\frac {1}{2\pi {R_{1}}{C_{Z}}}}~~~(4)

[66]

Ændringen ændrer forstærkningen, men båndbredden forbliver den samme - hvilket især er nyttigt i RF-kredsløb med digital forstærkningsprogrammering [67] [68] . Uafhængigheden af afskæringsfrekvensen fra forstærkningen er en karakteristisk egenskab ved strømkredsløb, først beskrevet af Terman i 1937 [69] . ${R_{2}}$

En mere præcis analyse, under hensyntagen til indflydelsen af , viser, at med stigende forstærkning falder cutoff-frekvensen stadig, men kun lidt - meget langsommere end i et kredsløb med en konventionel op-amp [68] [70] . Micropower IC'er med høje værdier er mest modtagelige for denne effekt [46] . Med en veldesignet forstærker baseret på TOC op amp er den stabil, har den højest mulige cutoff frekvens, men i nærheden af den er der spidser i frekvensresponsen og faseforvrængninger [71] . I enheder, der er kritiske for faseforvrængninger, foretrækkes det at tænde med , hvilket ikke er så hurtigt, men mindre tilbøjeligt til frekvensresponsstigninger [71] . Når indsnævring af båndbredden bliver indlysende [72] , omtrent på niveau med afhængigheden nærmer sig omvendt proportional [64] . I praksis bruges så høje forstærkninger ikke, og ydeevnen af TOC op-amp i sådanne tilstande er ikke standardiseret. ${R_{0}}$ ${R_{0}}$ $K_{y}=1$ $K_{y}=2$ $K_{y}>10$ $K_{y}>50$ $f_{c}(K_{y})$

Ifølge gennemgangen fra 2006 spænder pasgrænsefrekvenserne for TOS op-amp fra 10 MHz (for mikrostrømserier) til 1,65 GHz (for de hurtigste) [73] . De stille strømme og båndbredder af forskellige op-forstærkere af TOS, skabt på et sammenligneligt teknologisk grundlag, er relateret af et tilnærmelsesvis lineært forhold. En typisk TOC op-forstærker udviklet i begyndelsen af 2000'erne trækker omkring 1 mA i hvile for hver 100 MHz af afskæringsfrekvensen [74] .

Feedback modstand

Af formlerne (3) og (4) følger det, at for at udvide båndbredden skal værdien reduceres så vidt muligt . Når den falder under den tilladte grænse (af størrelsesordenen flere hundrede ohm), skifter den beregnede afskæringsfrekvens til området for polerne af anden og højere orden, faseforskydningen når en værdi på 180 °, forstærkeren er selv- ophidset . Desuden er det umuligt at lukke outputtet fra TOC op-amp direkte til dens inverterende input, som det gøres i repeatere på klassiske op-amps, eller forbinde en integrerende eller korrigerende kapacitans til den inverterende input [75] [76] . Hvis det er nødvendigt at indsnævre båndbredden eller undertrykke frekvensresponsspidser, forbindes korrigerende kapacitans ikke til den inverterende input, men mellem den ikke-inverterende input og den fælles ledning [76] . Impedansmodulet for kredsløbet, der er forbundet mellem udgangen af TOC op-amp og dens inverterende input, må aldrig falde under den minimumsværdi, der er angivet af producenten for den anvendte kombination af forstærkning, forsyningsspænding og belastningsmodstand. En undtagelse fra denne regel er shunting med en nøje udvalgt korrektionskapacitans for stabiliteten af TOS op-amp i en inverterende forbindelse, når en kilde med en betydelig udgangskapacitet er forbundet til den inverterende indgang, for eksempel en DAC med en strøm output [77] [komm. 6] . ${R_{1}}$ ${R_{1}}$ ${R_{1}}$

Som regel angiver producenterne for hver serie af hurtige OC TOS to sæt minimum tilladte , etableret empirisk ved karakterisering af IC-prototypen [78] . Højere værdier garanterer tilstrækkelig frihøjde og jævn frekvensrespons omkring cutoff-frekvensen, lavere værdier giver bedre båndbredde med minimal frihøjde og mærkbar frekvensresponsoverskridelse. For eksempel, for TOS gigahertz op-forstærkeren udgivet i 2002 THS3202, er den første værdi 750 ohm for enhver gyldig , den anden er fra 200 ohm for =10 til 619 ohm for =1 [79] . Producenten bemærker, at OOS-kredsløbets lave modstand på den ene side reducerer støjen fra forstærkeren, og på den anden side repræsenterer den en betydelig belastning på dens udgangstrin og kan være årsagen til uacceptabel høj ikke- lineære forvrængninger [79] . ${R_{1}}$ $K_{y}$ $K_{y}$ $K_{y}$

Alle krav til er også gyldige for inverterende inklusion af OU TOS. Den lave inputimpedans af den inverterende input er fantastisk til denne tilstand - selv uden feedback holder frontenden den inverterende input tæt på jorden [80] . Inverterende switching bruges dog sjældent til at forstærke spændinger med store på grund af kredsløbets ekstremt lave indgangsmodstand ( ). Det repræsenterer ikke kun en kompleks belastning for signalkilden, men forringer også stabiliteten af forstærkeren ved høje frekvenser på grund af reaktansens indflydelse [81] . I hurtige strøm-til-spændings-omformere er den inverterende forbindelse derimod at foretrække: Jo lavere indgangsmodstanden er, desto svagere er indflydelsen af indgangskapacitansen på konverterens hastighed [82] . I kredsløb baseret på klassiske op-forstærkere kompenseres frekvensresponspolen, der genereres af inputkapacitansen, ved at inkludere en ekstern korrektionskapacitans i OOS-kredsløbet; i kredsløb baseret på op amp TOS er denne pol normalt placeret ved så høje frekvenser, at dens kompensation ikke er påkrævet [83] . På grund af den lave indgangsimpedans behøver konvertere baseret på op-amp TOS desuden ikke dioder, der beskytter indgangene mod overspænding , hvilket uundgåeligt øger indgangskapaciteten og forringer konverterens ydeevne som helhed [84] . ${R_{1}}$ $K_{y}$ $R_{in}=R_{1}/K_{y}$ ${R_{0}}$

Slew rate og frekvens for signalet med fuld effekt

Hastigheden af strømskifte fra følgerne og som et resultat heraf er stignings- og faldhastighederne for udgangsspændingen af TOS op-forstærkeren med en ren resistiv belastning så høj, at de ikke påvirker frekvensen af det fulde effektsignal , hvilket falder normalt sammen med cutoff-frekvensen for et lille signal [3] [68] . I klassiske op-forstærkere er en lav udgangsspændingsdrejningshastighed tværtimod hovedfaktoren til at reducere frekvensen af det fulde effektsignal og forekomsten af karakteristiske forvrængninger , som ikke kan elimineres ved at indføre en OOS [65] . For at øge slew-hastigheden af en sådan op-amp er det for eksempel muligt at øge hvilestrømmen af spændingsforstærkningskaskaderne, men det er umuligt at opnå værdier, der er typiske for en op-amp af TOC med acceptabel hviletilstand strømninger i den klassiske topologi [65] .

I OU TOS er den beregnede slew rate også proportional med indgangstrinets hvilestrøm og er begrænset ovenfra af værdien , hvor er strømforstærkningen for udgangstransistorerne, er hvilestrømmen af følgerens indgangstransistorer [85] . For hurtige TOS-operationsforstærkere fra begyndelsen af 2000'erne varierede den begrænsende faktiske spændingsstigningshastighed fra 0,8 til 4 V/ns [73] ; Den ultrahurtige THS3201-EP op-forstærker, udgivet i slutningen af 2005, har en spændingsstigningshastighed på +9,8 V/ns og en faldhastighed på -6,7 V/ns [86] . Asymmetrien af grænseværdierne er en konsekvens af misforholdet mellem de dynamiske parametre for hurtigere npn og ikke så hurtige pnp transistorer. Hertil kommer, at på alle stadier af udviklingen af teknologier, silicium på en isolator , haltede forstærkningen af pnp-transistorer bagud for npn-transistorer, og over tid steg dette hul [87] . $S_{R}=\beta I_{q}/C_{Z}$ $\beta$ $I_{q}$

I de fleste tilfælde bestemmes stignings- og faldhastigheden udelukkende af værdierne og når ikke grænseværdierne. Som en første tilnærmelse oplader strømspejlene korrektionskapacitansen eksponentielt med tidskonstanten $R_{1}$ $C_{Z}$

\tau =R_{1}C_{Z}~~~(5)

[41] ,

i dette tilfælde er den estimerede stigetid for udgangsspændingen til 90 % af steady-state værdien 2,3 , og indstillingstiden til 99 % er 4,6 for både små og store signaler [41] . $\tau$ $\tau$

Maksimal udgangsspænding

Udvikling af komplementære bipolære teknologier i 1980'erne-1990'erne [88] [89]
Indeks	1986 NAT	1986 AT&T	1987 e.Kr	1988 NAT	1994 NAT	2000 NAT
Afskæringsfrekvens for npn-transistor, GHz	0,4	4.0	0,6	0,8	3.0	9,0
Afskæringsfrekvens for pnp-transistor, GHz	0,2	2.5	0,7	0,5	1.6	8,0
Tilladt forsyningsspændingsområde, V	36	ti	36	36	32	12
Procesgrundlag	SÅ JEG	IP	IP	SÅ JEG	SÅ JEG	SÅ JEG

De teknologiske processer, der blev brugt i produktionen af op-amps TOS i 1980'erne, garanterede den tilladte gennembrudsspænding for transistorer på 32 ... 36 V ved en afskæringsstrømoverførselsfrekvens på flere hundrede MHz [90] . I 2000 var afskæringsfrekvensen for siliciumforstærkning [komm. 7] af transistorer nåede 8...9 GHz, og udbyttet for hastigheden var et fald i gennembrudsspændingen til 12 V [90] . Derfor er det store flertal af moderne TOS OU'er lavspændingsenheder med et tilladt forsyningsspændingsområde på ikke mere end 10 eller 12 V; kun få, relativt langsomme modeller tillader drift ved 30 ... 36 V, som er velkendte for klassiske op-forstærkere [73] .

TOC op-amps er dårligt egnede til enkeltforsyningskredsløb og til kredsløb, der kræver et ekstremt stort udgangsspændingssving ( skinne-til-skinne-tilstand ) [91] [80] . Det maksimale udgangsspændingssving for TOC op-forstærkeren er mærkbart mindre end det for moderne klassiske op-forstærkere ved de samme forsyningsspændinger, og især mindre end det for specialiserede jernbane-til-skinne op-forstærkere [92] . Dette er en uoprettelig ulempe ved push-pull emitterfølgerne, der bruges i OS TOS [91] [80] . Alternative udgangstrinskonfigurationer, der er egnede til skinne-til-skinne, bruger et common-emitter (CE) kredsløb og er derfor for langsomme til at blive brugt i en TOC op-amp [91] [80] . Derudover taber OE-kaskader til emitterfølgere i udgangsmodstand, og deres maksimale spændingssving opnås kun ved højmodstandsbelastninger, mens en typisk op-amp TOC-belastning kun har en modstand på 75 eller endda 50 ohm [91] [80 ] .

Virkning af parasitære kapacitanser

OU TOS, som alle forstærkere med høje frekvenser og mikrobølgefrekvenser , er følsomme over for kvaliteten af printpladesporingen , kvaliteten af filtreringen af forsyningsspændingerne og især over for signalvejens parasitære kapacitanser. De mest sandsynlige kilder til selvexcitering og frekvensresponsemissioner er parasitære kapacitanser mellem udgangen og den inverterende input fra OA TOS ( ) og mellem den inverterende input og den fælles ledning ( ). En analyse af et typisk førstegenerations TOC op-amp kredsløb med en nominel afskæringsfrekvens på 300 MHz i et kredsløb med en OOS med en minimum tilladt modstand viser, at tilføjelse af en kapacitans på 2 pF til kredsløbet genererer en frekvensresponsstigning på + 4 dB og udvider båndbredden med 10 MHz [93] ; af samme størrelsesorden genererer et frekvensresponsoverskridelse på +3 dB og udvider båndbredden med 18 MHz [94] . Teoretisk set kan påvirkningen af parasitære kapacitanser neutraliseres fuldstændigt ved at vælge en af dem på en sådan måde, at ligheden [95] [96] er opfyldt . I praksis bruges denne teknik, når en kilde med stor udgangskapacitet er forbundet til den inverterende indgang , som øges mange gange . Det er umuligt helt at neutralisere påvirkningen , designerne vælger den ekstra værdi på en sådan måde, at de garanterer forstærkerens stabilitet ved enhver mulig værdi på bekostning af at indsnævre båndbredden [97] [96] [95] . Teoretisk set kan indflydelsen af parasitære kapacitanser neutraliseres ved at indføre parasitære induktanser i kredsløbet, men i virkelige kredsløb forværrer deres "bidrag" kun situationen [96] . $C_{1}$ $C_{2}$ $R_{1}$ $C_{1}$ $C_{2}$ $R_{1}C_{1}=R_{0}C_{2}$ $C_{2}$ $C_{2}$ $C_{1}$ $R_{0}$

Belastningskapaciteten forbundet mellem udgangen af TOS OU og den fælles ledning øger faseforskydningen af udgangsspændingen og kan også være årsagen til selvexcitering [80] . Du kan undertrykke effekten af udgangskapaciteten enten ved at øge den ud over det anbefalede af producenten eller ved at skifte mellem udgangen af op-ampen og den kapacitive belastning af en afkoblingsmodstand med en nominel værdi på 10 eller enheder af ohm ( ) [80] . Begge metoder indsnævrer båndbredden og reducerer spændingshastigheden over belastningen; den optimale løsning kan kun vælges empirisk [80] . $R_{1}$ $R_{P}$

Nøjagtighedsgrader

Støj OU TOS

Referencedataene for en klassisk op-forstærker optimeret til lydgengivelse inkluderer normalt ikke kun støjspektraltæthedsværdier for nogle frekvenser, men også et støjspektraltæthedsplot [98] . Grænsefladen mellem lavfrekvensområdet domineret af flimmerstøj og mellemtoneområdet domineret af hvid støj ligger normalt inden for audiofrekvensområdet [98] . Referencedata for op-forstærkere til TOS, designet til at fungere ved frekvenser på tiere og hundreder af MHz, er kun begrænset af værdierne for støjspektraltætheden:

Støjstrømmen fra den inverterende indgang på TOS op-amp ført til indgangen er væsentligt højere end støjstrømmen fra den klassiske op-amp [komm. 8] er dens spektraltæthed ca. 20-30 pA/ √ Hz , mens den (i modsætning til den analoge indikator for klassiske op-forstærkere) ikke kan beregnes eller estimeres ved hjælp af simple formler [100] . Støjstrømmen, der strømmer gennem tilbagekoblingsmodstanden, frembringer en støjudgangsspænding proportional med denne modstand af størrelsesordenen 15 nV/ √ Hz [komm. 9] . Ved små værdier domineres udgangsstøjen af strømkomponenten [80] [101] . $R_{1}$ $K_{y}$
Den input-refererede støjspænding for TOS op-forstærkeren er normalt lavere end den for en klassisk op-forstærker [komm. 10] , overstiger dens spektraltæthed normalt ikke 2 nV/ √ Hz . Ved udgangen af op amp TOS forstærkes denne støj med en faktor, og ved store værdier kan den blive hovedkilden til støj [80] [101] [104] . $K_{y}$ $K_{y}$

Værdierne af den spektrale støjtæthed ved udgangen af TOC op-forstærkeren fra begge komponenter er små, men givet den store båndbredde kan udgangsstøjspændingen være betydelig. Ved ovenstående spektraltæthed og 1 GHz-båndbredde er den beregnede rms -støjspænding ved udgangen ved enhedsforstærkning 0,5 mV, hvorved den stiger til 0,8 mV [komm. 11] . For specialiserede audio-op-forstærkere TOS er RMS-støjspændingen reduceret til indgangen i båndet 20 Hz ... 20 kHz ca. 0,5 μV [106] . $K_{y}=10$

Common-mode signal flow

TOS op-forstærkere adskiller sig fra klassiske op-forstærkere i deres usædvanligt lave common-mode-dæmpningsforhold. "synderen" af common-mode-signalet, der passerer til udgangen af kredsløbet, er den ukompenserede Earley-effekt af udgangstransistorerne på input-emitterfølgeren [107] . Påføring af en positiv common-mode spænding til kredsløbets indgange reducerer kollektor-emitterspændingen for den øvre (npn) og øger den nedre (pnp) transistor [107] . Da deres base-emitter-spændinger er stift fastgjort af indgangstransistorerne, på grund af Earley-effekten, falder kollektorstrømmen af den øvre transistor, mens den nederste stiger [108] . Differensstrømmen kompenseres af indgangsspændingskilden, og en negativ fejlspænding vises ved udgangen af op-amp TOS [108] . Som en første tilnærmelse, når Earley-spændingerne for npn- og pnp-transistorerne er de samme og langt overstiger op amp-forsyningsspændingerne, er common mode-spændingsforstærkningen $\Delta U$ $U_{{CE}}$ $U_{{CE}}$ $U_{{BE}}$

K_{ycc}=-2Z{\frac {I_{q}}{V_{A}}}

og common-mode spændingsdæmpningskoefficienten

K_{occ}={\frac {K_{y}}{K_{ycc}}}={\frac {V_{A}}{2v_{t}}}

[108] ,

hvor er hvilestrømmen for følgerens udgangstransistorer, er Earley-spændingen, er temperaturpotentialet proportionalt med den absolutte temperatur af pn-forbindelserne, for silicium svarende til omkring 26 mV ved 300 K [109] . Det følger af formlen, at det kun afhænger af temperatur og teknologiske parametre. For tekniske processer fra 2000'erne er den cirka 100…120 V [110] , og den beregnede (ideelle) værdi er 64…66 dB. I rigtige IC'er er værdier på omkring 50 dB mere typiske, hvilket er uacceptabelt lavt til mange opgaver [111] , men i specialiserede audio-op-forstærkere er TOC 88...90 dB [106] [112] . De teknikker, der tillod en så betydelig forbedring af indikatoren, er ikke oplyst af producenterne. I lovende udviklinger kan passagen af common-mode-signalet effektivt undertrykkes ved kaskodeskift af repeatertransistorerne [113] . $I_{q}$ $V_{{A}}$ $v_{t}$ $K_{{occ}}$ $V_{{A}}$ $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$

Forvrængning ved høje frekvenser

Ved høje frekvenser viser TOC op-forstærkere bedre forvrængningsydelse sammenlignet med klassiske op-forstærkere. Den ikke-lineære forvrængning af TOC op-forstærkeren med både åbent og lukket kredsløb NF er lavere end for den klassiske op-forstærker på grund af den høje linearitet af push-pull-emitterfølgere, især dem, der arbejder i mode A [31] . For en udgangsfølger med en fast hvilestrøm vises et mærkbart niveau af ikke-lineær forvrængning kun ved skift fra mode A til mode AB, tærsklen for uforvrænget signaltransmission udføres normalt på niveauet [57] [komm. 12] . I de fleste serielle driftsforstærkere af TOS sker overgangen til AB-tilstand ved væsentligt højere udgangsstrømme på grund af den dynamiske styring af udgangsfølgeren [31] - det samme system af strømspejle, der styrer strøm-til-spænding-konverteren, modulerer strømme af inputparret af repeatertransistorer. Dette reducerer harmonisk forvrængning ved høje udgangsstrømme ved en konsekvent lav hvilestrøm [31] . Ikke-lineær forvrængning på grund af den begrænsede slew rate af udgangsspændingen i OA TOS forekommer i princippet ikke [9] . $-I_{q}<I_{0}<I_{q}$

Et andet træk ved den nuværende arkitektur er stabiliteten af fasekarakteristikken [114] . For alle TOS operationsforstærkere overstiger faseforskydningen af udgangssignalet i forhold til inputtet ikke ±1% inden for mindst halvdelen af båndbredden [114] , hvilket er væsentligt lavere end for klassiske operationsforstærkere på et sammenligneligt niveau [115] . Gruppeforsinkelsen af udgangssignalet er også konstant - som et resultat, gengiver op-amp TOS korrekt formen af højfrekvenssignalet [114] .

Forvrængning ved DC og lave frekvenser

Ved jævnstrøm og ved lave frekvenser taber TOC op-forstærkere tværtimod til klassiske op-forstærkere. Indgangsforspændingen for moderne TOC op-forstærkere er fra 0,5 til 5 mV [73] , hvilket er mindre end den for klassiske op-forstærkere på CMOS -enheder, sammenlignelig med højhastigheds klassiske bipolære op-forstærkere, men meget højere end den for specialiseret præcision op forstærkere. Hovedårsagen til dette er asymmetrien af de øvre (npn) og nedre (pnp) arme af emitterfølgerne [27] . Base-emitterspændingsforskellen forskyder udgangsspændingen af følgeren i forhold til dens input; forskellen i strømforstærkning genererer en stabil ikke-nul ikke-inverterende input bias strøm, som i virkelige kredsløb også forspænder udgangsspændingen [27] . Nøjagtigheden og stabiliteten ved indstilling af DC-forstærkningen for TOC op-forstærkeren er også meget lavere end i en klassisk op-forstærker. Fejlen bestemmes af relationen og ; med modstande, der er typiske for serielle IC'er, falder fejlen ikke under 0,1 % [101] . $U_{{be}}$ $\beta$ $R_{z}$ $R_{1}$ $R_{0}$

Termiske forvrængninger, som ikke findes i klassiske op-forstærkere, er også karakteristiske for TOC op-amp ("thermal tails", eng. termiske haler ). I praksis manifesterer de sig i en forsinkelse i responsen på et inputsignalspring: TOS op-amp arbejder med 99,9 % af outputtrinnet ved pashastigheden, men de sidste 0,1 % kan tage uforudsigelig tid og er derfor ikke standardiseret [34] . Forvrængninger af denne art er kun signifikante ved en pulsgentagelseshastighed af størrelsesordenen adskillige kHz og lavere i opgaver, der er kritiske for kvaliteten af transmissionen af pulsformen - for eksempel ved behandling af videosignaler [34] . Den mindst modtagelige for de "termiske haler" af TOC op-amperne i en inverterende forbindelse, da der påføres en konstant (nul) common-mode spænding til forstærkerens indgange [34] . Årsagen til dette fænomen er den termiske isolering af transistorer fra hinanden og fra det fælles substrat, som er karakteristisk for alle silicium-på-isolator tekniske processer [116] . Selvopvarmning af transistorer sker hurtigere end i IC'er med pn-junction-isolering , og temperaturforskellen mellem kolde og varme transistorer når værdier, der ikke længere kan negligeres. På et lille signal indsnævres kredsløbets båndbredde [117] ; på et stort signal ophører princippet om translinearitet med at fungere , hvilket manifesterer sig i termisk ikke-linearitet og drift af bias (arbejdspunkt) [118] . De mest følsomme over for disse fænomener er strømspejle , bandgaps , translineære emitterfølgere og deres kombinationer, inklusive op-amps TOS [33] .

Kumulativ score

På grund af forstærkningens ustabilitet og "termiske haler", taber TOS op-ampere i form af det totale niveau af forvrængning ved lave frekvenser til både præcision og højhastigheds-spændingsfeedback op-amps [119] og er praktisk talt uegnede til DC-forstærkning formål [101] . Undtagelser fra den generelle regel er specialiserede TOC op-forstærkere med ultra-lav forvrængning ved lave frekvenser, såsom den "soniske" op-amp LME49871 [106] . Ved frekvenser over 100 MHz har TOC op-amps praktisk talt intet alternativ; ved høje frekvenser, hvor klassiske højhastighedsforstærkere stadig er i stand til effektivt at forstærke signalet, afhænger valget mellem dem og TOS op-forstærkeren af systemkravene til signalet:

i systemer, der opererer i tidsdomænet og derfor er følsomme over for bølgeformsforvrængning, leveres den bedste (mindre) forvrængning af højhastighedsforstærkere med spændingsfeedback [119] . For eksempel er TOS op-forstærkere velegnede til at forstærke mellemfrekvensen i GSM -modtagere, men er fuldstændig uegnede til at udglatte og genskabe formen på et GSM-signal [120] .
i aktive filtre foretrækkes spændingsfeedback op-forstærkere. OU TOS er kun operationelle i tre af de mange mulige filterkonfigurationer [121] [122] ;
i systemer, der opererer i frekvensdomænet og derfor er følsomme over for faseforvrængninger, foretrækkes op amps TOS [119] ;
støjen ved udgangen af TOC op-forstærkeren ved unity gain er normalt højere end den klassiske op-forstærker. For store , tværtimod, kan OS TOS være mindre støjende [80] . $K_{y}$

Ansøgning

I praksis kan op-forstærkere af TOS kun fungere i et begrænset antal typiske kredsløb, hvoraf det ikke-inverterende forstærkerkredsløb og filtre bygget på dets basis [123] oftest bruges .

Bredbåndsforstærker

De grundlæggende kredsløb for ikke-inverterende og inverterende tænding af operationsforstærkeren TOS gentager fuldstændigt lignende kredsløb på klassiske op-forstærkere [125] , men har deres egne karakteristika:

Modstanden inkluderet mellem den inverterende input og udgangen af OU TOC'en skal som minimum anbefales af producenten [125] ; $R_{1}$
I en inverterende forbindelse kan kredsløbets indgangsimpedans, omtrent lig med , repræsentere en uacceptabel kompleks belastning for signalkilden [125] ; $R_{1}/K_{y}$
I en inverterende forbindelse er den ikke-inverterende indgang forbundet direkte til en bias-kilde - fælles ledning eller virtuel jord - uden en modstand, som nogle gange bruges til at kompensere for bias i klassiske op-amp-kredsløb [76] ;
I en ikke-inverterende forbindelse med kapacitiv kobling med en signalkilde er det nødvendigt at sørge for tilførsel af en konstant forspænding til den ikke-inverterende indgang [125] .

En typisk masseanvendelse af bredbåndsforstærkere på op-amp TOC er udgangsforstærkerne (drivere) af xDSL -enheder [25] . I kredsløb med en balanceret udgang af signalkilden bruges en driver på to op-amps i en ikke-inverterende forbindelse; i kredsløb med en enkeltpolet kildeudgang, fungerer den ene (master) op-amp i en ikke-inverterende tilstand, den anden (slave) fungerer i en inverterende tilstand.

Differentialforstærker

Asymmetrien af indgangene på OU TOS forhindrer ikke konstruktionen af differentialforstærkere på basis af det. Det enkleste kredsløb på en enkelt op-amp og fire identiske modstande er ganske brugbart; dens common-mode signaldæmpningskoefficient ( ), såvel som i et kredsløb baseret på en klassisk op-amp, bestemmes af nøjagtigheden af valget af modstande [80] . Med en udvælgelsesnøjagtighed på 0,1 % kan den teoretiske værdi ved lave frekvenser nå 66 dB [80] (uden at tage hensyn til bidraget fra den iboende op-forstærker). Med stigende frekvens forringes denne indikator på grund af asymmetrien af indgangskapaciteten på OA TOS; indflydelsen af disse kapacitanser kan svækkes ved at reducere indgangsmodstanden og op til 100 ... 200 Ohm [80] . Med omhyggelig udvælgelse af modstande i et sådant kredsløb er det sammenligneligt ved RF med indikatoren for et kredsløb på en klassisk op-amp (ca. 60 dB ved høje frekvenser) [80] . $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$ $K_{{occ}}$ $R_{2-}$ $R_{2+}$ $K_{{occ}}$

Større fleksibilitet og repeterbarhed er tilvejebragt af et to-op amp TOC-kredsløb, der ofte bruges som en indgangsbalanceret forstærker i kablede kommunikationssystemer [76] . I dette kredsløb vælges feedbackmodstande og i henhold til producentens dokumentation [76] . Modstanden vælges til den ønskede forstærkning, og minimum indstilles ved at vælge modstanden [76] . $R_{1-}$ $R_{1+}$ $R_{2+}$ $K_{{occ}}$ $R_{2-}$

Strøm til spænding konverter

To typiske opgaver, der bruger strøm-til-spænding-omformere, eller transimpedans-forstærkere, på en op-amp TOC er belastningstilpasning af strøm-output digital-til-analog-omformere og strømforstærkning af fotodioder og lignende optoelektroniske sensorer. I lang tid undgik designere brugen af op-forstærkere i sådanne enheder, primært på grund af deres betydelige indgangsstrømme [95] . Fotostrømforstærkere blev bygget og bliver fortsat bygget på op-forstærkere med spændingsfeedback og indgangstrin på felteffekttransistorer - støjsvage, nøjagtige, men ikke altid hurtige nok [95] . I enheder, der kræver bedre ydeevne og tillader et højere støjniveau end klassiske op-forstærkere, er TOC-op-forstærkere at foretrække [95] .

Både fotodioder og DAC'er med en strømudgang er kendetegnet ved en betydelig (tivis af pF eller mere) udgangskapacitet, som, når den er tilsluttet den inverterende indgang på TOS op-forstærkeren, lægges til dens indgangskapacitans ( ) og bliver årsag til selvophidselse [95] . Indflydelsen af denne kapacitans neutraliseres ved at inkludere en korrigerende kapacitans mellem den ikke-inverterende input og udgangen af op-amp [95] . $C_{2}$ $C_{1}=C_{2}R_{0}/R_{1}$

Filtre

Den videnskabelige litteratur beskriver snesevis af filterkonfigurationer til op-amp TOS [128] , men kun tre af dem bruges i praksis. I alle tre er OOS-kredsløbet, der forbinder outputtet fra TOC op-ampen til dets inverterende input, rent aktivt. En frekvensafhængig feedback-sløjfe, hvis den findes, er forbundet mellem udgangen og den ikke-inverterende input. Topologisk falder alle tre skemaer sammen med skemaerne for filtre af samme navn på klassiske op-forstærkere:

Førsteordens lavpas- eller højpasfilteret er et passivt RC-kredsløb indlæst ved indgangen på op-amp TOC'en i en ikke-inverterende forbindelse [129] ;
LF- eller HF-filter af anden orden i henhold til Sallen-Kee-skemaet på op-amp TOS i en ikke-inverterende inklusion [129] . Det optimale modstandsområde for filterkredsløbet for typiske højfrekvente enheder baseret på TOC op amp er flere hundrede ohm eller flere kOhm (ved højere værdier stiger højfrekvent støj til uacceptable værdier), filterkapacitansklassificeringer er mindst 100 pF (ved lavere værdier bliver afskæringsfrekvensens ustabilitet uacceptabel) [130] ;
Andenordens lavpas- eller højpasfilter eller en dobbelt-T-bro-fælde på et par TOS op-forstærkere. LPF og HPF på en dobbelt T-bro er mere komplicerede og dyrere end Sallen-Kee-filtre, men meget mere bekvemme til at finjustere frekvensresponsen [131] . Trap-filtre af denne art er ekstremt krævende for nøjagtigheden af at vælge alle de passive komponenter i broen, men der er simpelthen ingen andre måder at bygge et trap-filter på en op-amp TOC [127] .

Implementeringen af et højkvalitets båndpas (resonans) filter på en op-amp TOS er umulig i praksis; lavkvalitets båndpasfiltre baseret på op amp TOS er bygget på serieforbundne højpasfiltre og Sallen-Kee lavpasfiltre [132] . Sallen-Key båndpasfilteret på en enkelt TOC op-forstærker er operationelt, men at indstille det til typiske op-amp TOC-frekvenser kræver modstande med ekstrem lav præcision [132] .

UMZCH i henhold til OU TOS-skemaet

I 1990 udgav Mark Alexander fra Analog Devices en beskrivelse af den første diskrete transistor lydeffektforstærker baseret på TOC op-amp kredsløbet [133] [134] . Indgangsfølgeren i Alexanders UMZCH var ikke en emitterfølger, men en specialiseret "sonisk" op-amp med SSM2131 spændingsfeedback i en ikke-inverterende forbindelse [133] . Udgangen fra op-amp tjente som en inverterende input til at forbinde det globale OOS, strømspejlene blev styret af strømkredsløbene på op-ampen, og output-følgeren blev bygget i overensstemmelse med det traditionelle tre-trins emitterfølgerskema [ 133] . Ifølge forfatteren var båndbredden af hans ULF 1 MHz, og koefficienten for ikke-lineær forvrængning oversteg ikke 0,009% ved 20 kHz [133] .

I de følgende årtier fandt strømkredsløb kun begrænset anvendelse [135] , for eksempel er serielle forstærkere af mærket Accuphase bygget i henhold til op-amp TOC-skemaet [136] . UMZCH designlitteratur omgår OU TOS. Anmeldelsesbøgerne af A. A. Danilov (2008), Bob Cordell (2011) og Douglas Self (2010) dækker ikke emnet for aktuel feedback. Ifølge Cordell og Self er den eneste topologi af en højkvalitets UMZCH en forbedret "Lin-forstærker" (tre-trins op-forstærker på diskrete transistorer) med spændingsfeedback [135] [137] , ifølge Danilov - UMZCH med en parallel højfrekvent kanal, også med spændingsfeedback [138] . OU TOC-ordningen optræder og diskuteres kort, uden at nævne selve begrebet, kun i den femte udgave af Self's bog [139] . Ifølge lydtekniker Samuel Groner fejlbedømte Self frekvensområdet og forvrængningsniveauet af det underliggende kredsløb og konkluderede derfor, at det var uegnet til lydforstærkning af høj kvalitet [140] .

Kommentarer

↑ Det videnskabelige samfund lærte om frigivelsen af den første fuldgyldige strømtransportør i et integreret design - OU TOS med en Z-output AD844 - med en forsinkelse på flere år. Kredsløbet kom på markedet i 1988, men producenten , der promoverede AD844 som en op-amp med en ultrahøj slew rate, valgte ikke at reklamere for sine "pipelining"-kapaciteter, forskerne var først opmærksomme på dem i 1991 [20 ] [21] .
↑ Comlinears tidlige hybridforstærkere brugte 1 GHz transistorer og havde en båndbredde på 200 MHz [27] .
↑ Faktisk - på de positive og negative strømskinner. Langt de fleste OU TOS'er har ikke et "nul" ("fælles ledning") output.
↑ En detaljeret model af en typisk førstegenerations TOC-operationsforstærker til høje frekvenser inkluderer desuden syv kapacitanser og fire induktanser [41] .
↑ Denne opførsel af en klassisk op-forstærker er en konsekvens af den fulde frekvenskorrektion, som sikrer stabiliteten af op-forstærkeren i unit gain-tilstanden, der er mest tilbøjelig til selv-excitering. Ved høje forstærkninger kunne kredsløbsstabilitet tilvejebringes af en mindre korrektionskapacitans med en tilsvarende forøgelse af båndbredden - dog er det umuligt at ændre værdien af den indbyggede kapacitans.
↑ Udgangskapaciteten for den nuværende DAC måles i tiere og hundreder af pF, og den optimale værdi af kapacitansshuntingen R1 er adskillige pF [77] .
↑ Bortset fra eksperimentelle teknologier baseret på Si-Ge heterostrukturer. Den første kommercielle proces af denne art blev introduceret af Texas Instruments i 2003 og gav en afskæringsfrekvens på 19 GHz [89] .
↑ Støjstrømmens spektraltæthed for klassiske op-forstærkere spænder fra 0,1 fA / √ Hz (for elektrometriske op-forstærkere med et input-trin på felteffekttransistorer) til flere pA / √ Hz (for højhastigheds bipolære op-forstærkere) [99] .
↑ Beregning for R1 = 750 Ohm [101] .
↑ Den spektrale tæthed af støjspændingen reduceret til input fra klassiske op-forstærkere er fra 1 til 20 nV / √ Hz [102] , og kun nogle få serier af præcision, lavstøj op-forstærkere når den nedre grænse. Den bedste af dem i 2015 Texas Instruments lineup, LME4990, har en værdi på 0,88 nV/√Hz [ 103 ] .
↑ Støjeffekten af ukorrelerede kilder summeres, så støjspændingerne summeres kvadratisk. Den samlede støjspænding er lig med kvadratroden af summen af kvadrerede støjspændinger fra alle kilder [102] . Effektiv værdien af støjspændingen i frekvensbåndet fra nul til F er lig med produktet af den totale spektraltæthed og kvadratroden af F [105] .
↑ Som en første tilnærmelse, hvis hvilestrømmen af følgerens udgangstransistorer er uændret, er fejlspændingen for følgeren (det vil sige spændingsfaldet mellem dens input og output) relateret til den øjeblikkelige værdi af udgangsstrømmen ved afhængigheden _ $I_{q}$ $V_{{io}}$ $I_{o}$ $I_{o}=2I_{q}{\rm {{sh}\venstre({\frac {V_{io}}{v_{t}}}\right)))$ [57] [109]
Det ikke-lineære forvrængningsspektrum for en sådan repeater kan estimeres ved at udvide den hyperbolske sinus til en Taylor-serie :
$I_{0}=2I_{q}\left({\frac {V_{io}}{v_{t}}}+{\frac {1}{6}}{\frac {V_{io}^{3 }}{v_{t}^{3}}}+{\frac {1}{120}}{\frac {V_{io}^{5}}{v_{t}^{5}}}+\ ldots\right)$ [57].

Noter

↑ Savenko, 2006 , s. atten.
↑ Senani, 2013 , s. 25, 30.
↑ 1 2 3 Jung, 2005 , s. 117.
↑ Mancini, 2001 , s. 8.1, 9.3: "konfiguration, der ofrer præcision...".
↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , s. 8.1.
↑ Carter, 2012 , s. 113.
↑ Mancini, Karki, 2001 , s. 9.1.
↑ Prokopenko, 2006 , s. 85.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , s. 3-18.
↑ Senani, 2013 , s. 27.
↑ Senani, 2013 , s. 2.
↑ Senani, 2013 , s. 2, 3.
↑ 1 2 3 Franco, 2008 , s. 269.
↑ Senani, 2013 , s. 7.
↑ Senani, 2013 , s. otte.
↑ Jung, 2005 , s. 106.
↑ 12 Franco , 2008 , s. 270.
↑ Marston, RM Op-Amp Circuits Manual: Inklusive OTA Circuits. - Newnes, 1989. - (Newnes circuits manual series). — ISBN 9781483135588 .
↑ 1 2 3 4 Franco, 2008 , s. 266.
↑ 1 2 Senani, 2015 , s. 7.
↑ Svoboda, J. et al. Anvendelser af en kommercielt tilgængelig strømtransportør // International Journal of Electronics. - 1991. - Bd. 70, nr. 1. - S. 159-164. - doi : 10.1080/00207219108921266 .
↑ 1 2 3 4 Mancini, 2001 , s. 8.2.
↑ Senani, 2013 , s. elleve.
↑ 1 2 Senani, 2013 , s. 14, 26.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 Taranovich, S. Analog: tilbage til fremtiden, del 3 // Electronic Design News. - 2012. - Nr. 2. december 2012 .
↑ 1 2 Irvine, R. Operationsforstærkerens karakteristika og anvendelser. - Prentice-Hall, 1987. - P. xvi. — ISBN 9780136376613 .
↑ 1 2 3 4 Bowers, 1990 , s. 581.
↑ Jung, 2005 , s. 28.
↑ 1 2 Koli, Halonen, 2006 , s. 85.
↑ 12 Jung , 2005 , s. 24.
↑ 1 2 3 4 Koli, Halonen, 2006 , s. 87.
↑ 1 2 Mancini, Karki, 2001 , s. 9-8.
↑ 12 Sinha , 2008 , s. 14, 22, 89.
↑ 1 2 3 4 Barnes, E. Current feedback-forstærkere I // Analog Dialogue. - 1997. - Nr. Jubilæumsudgave / Spørg applikationsingeniøren .
↑ 1. Klassificering af typer af feedback. Indflydelse af feedback på forstærkeres egenskaber . StudFiles. Hentet 4. december 2017. (ubestemt)
↑ Gershunsky, B. S. Fundamentals of electronics. - Kiev: Vishcha-skolen, 1977. - S. 244.
↑ Jung, 2005 , s. 25.
↑ Jung, 2005 , s. 26.
↑ Bowers, D. Den såkaldte Current Feedback Operational Amplifier // 1993 IEEE International Symposium on Circuits and Systems. - 1993. - S. 1054-1057. — ISSN 0780312813 .
↑ Lenk, J.D. Simplified Design of IC Amplifiers. - Newnes, 1996. - S. 125. - (EDN-serien for designingeniører). — ISBN 9780750695084 .
↑ 1 2 3 4 5 Kennedy, EJ Nogle praktiske aspekter af SPICE-modellering til analog frekvensgenerering // Analog Circuit Design: Art, Science and Personalities / red. J. Williams . - Elsevier, 2013. - S. 321-324. - (EDN-serien for designingeniører). — ISBN 9780080499079 .
↑ Bowers, 1990 , s. 569.
↑ 1 2 Savchenko, E.M. Begrænsende dynamiske parametre for operationsforstærkere med spændingsfeedback og forstærkere med "aktuel feedback" i lineær og ikke-lineær tilstand // Elektronisk videnskabeligt tidsskrift "Undersøgt i Rusland". - 2006. - T. 9 . - S. 882-891 .
↑ 1 2 3 Prokopenko, 2006 , s. 119.
↑ LM7171 Meget høj hastighed, høj udgangsstrøm, spændingstilbagekoblingsforstærker . Texas Instruments (1999 (rev. 2014)). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 30. september 2015. (ubestemt)
↑ 1 2 OPA684 Laveffekt, strømfeedback operationsforstærker med deaktiveret . Texas Instruments (2009). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 5. februar 2016. (ubestemt) s.16
↑ Lehmann, K. Diamond Transistor OPA660 // Burr-Brown Application Notes. - 1993. - Nr. AB-181 .
↑ Henn, C. Nye ultra højhastigheds kredsløbsteknikker med analoge IC'er // Burr-Brown Application Notes. - 1993. - Nr. AB-183 .
↑ Prokopenko, 2006 , s. 84, 91, 121.
↑ Thomson, M. Intuitivt analogt kredsløbsdesign. - Newnes, 2013. - S. 493. - ISBN 9780124059085 .
↑ "Parallel" forstærker i UMZCH. Ageev A. . Guide til radiomagasiner (n.d.) . radioway.ru. Hentet 2. december 2017. Arkiveret fra originalen 3. december 2017.
↑ Hayatleh, 2007 , s. 1164.
↑ Franco, 2002 , s. 457.
↑ 1 2 Senani, 2013 , s. 42-43.
↑ Mancini, 2001 , s. 8.14: "næsten aldrig brugt i differentialforstærkerkonfigurationen".
↑ Mancini, Karki, 2001 , s. 9.2.
↑ 1 2 3 4 Merz, N. et al. En modificeret bipolær translineær celle med forbedret lineær rækkevidde og dens anvendelser // Radioteknik. - 2012. - Nej juni . - s. 736-745.
↑ Hayatleh, K. et al. Åben sløjfe udgangskarakteristika for en operationsforstærker med strømfeedback // Int. J. Electron. commun. (AEU). - 2010. - Bd. 64. - S. 1196-1202.
↑ 1 2 Mancini, 2001 , s. 8.14.
↑ Mancini, 2001 , s. 8.9.
↑ Franco, 2002 , s. 458.
↑ Carter, 2012 , s. 210, 211.
↑ Prokopenko, 2006 , s. 104.
↑ 1 2 Bowers, 1990 , s. 578.
↑ 1 2 3 Jung, 2005 , s. 108.
↑ Jung, 2005 , s. 107, formel 1,49.
↑ Senani, 2013 , s. 31.
↑ 1 2 3 Franco, 2002 , s. 460.
↑ Jung, 2005 , s. 27.
↑ Wai-Kai Chen, 2009 , s. 3-24.
↑ 12 Carter , 2012 , s. 157, 158.
↑ Wai-Kai Chen, 2009 , s. 3-26.
↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , s. 22.
↑ Jung, 2005 , s. 98.
↑ Franco, 2008 , s. 271, 273.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Gross, W. Current Feedback Amplifiers Dos and Don'ts // Analog Circuit Design Volume Three: Design Note Collection. - Newnes, 2014. - S. 959-961. — ISBN 9780128004661 .
↑ 12 Franco , 2008 , s. 274-275.
↑ Mancini, 2001 , s. 8.8.
↑ 1 2 THS3202 2-GHz, lav forvrængning, dobbelte strømfeedback-forstærkere . Texas Instruments (2010). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 5. februar 2016. (ubestemt) , s. 17
↑ 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 Barnes, E. Current feedback-forstærkere II // Analog Dialogue. - 1997. - Nej. / Spørg applikationsingeniøren .
↑ Mancini, 2001 , s. 8.5.
↑ Jung, 2005 , s. 114.
↑ Jung, 2005 , s. 115.
↑ Jung, 2005 , s. 115-116.
↑ Hayatleh, 2007 , s. 1159.
↑ THS3201-EP - Enhanced Product 1,8-Ghz Low Distortion Current Feedback Amplifier . Texas Instruments (2005). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 5. oktober 2015. (ubestemt) , s. 5
↑ Sinha, 2008 , s. 24 (tabel 24).
↑ Sinha, 2008 , s. 24 (om eksemplet med National Semiconductors tekniske processer).
↑ 1 2 Monticelli, D. Fremtiden for komplementære bipolære // Proceedings of the 2004 Meeting on Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology. - 2004. - S. 21, 25. - ISSN 0780386183 . - doi : 10.1109/BIPOL.2004.1365736 .
↑ 12 Sinha , 2008 , s. 24.
↑ 1 2 3 4 Savenko, 2006 , s. 23.
↑ Savenko, 2006 , s. 22, 23.
↑ Mancini, 2001 , s. 8-13.
↑ Mancini, 2001 , s. 8-12.
↑ 1 2 3 4 5 6 7 Pearson, Jonathan. Kompenserende strømtilbagekoblingsforstærkere i fotostrømapplikationer // Analog dialog. - 2013. - Bd. 43, nr. 3 . - S. 3-6.
↑ 1 2 3 Mancini, 2001 , s. 9-7.
↑ Mancini, 2001 , s. 8-14.
↑ 1 2 Mancini, 2001 , s. 10-12.
↑ Jung, 2005 , s. 80.
↑ Jung, 2005 , s. 73.
↑ 1 2 3 4 5 Savenko, 2006 , s. tyve.
↑ 12 Jung , 2005 , s. 72.
↑ LME49990 Operationsforstærker med ultra-lav forvrængning, ultra-lav støj . Texas Instruments (2013). Dato for adgang: 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 19. marts 2015. (ubestemt)
↑ Jung, 2005 , s. 80 (figur 1.75).
↑ Jung, 2005 , s. 76.
↑ 1 2 3 LME49871 High Performance, High Fidelity Current Feedback Audio Operational Amplifier . Texas Instruments (2008). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 5. februar 2016. (ubestemt)
↑ 12 Hayatleh , 2007 , s. 1161.
↑ 1 2 3 Hayatleh, 2007 , s. 1162, 1163.
↑ 1 2 Senani, 2013 , s. 43.
↑ Sinha, 2008 , s. 29.
↑ Hayatleh, 2007 , s. 1165.
↑ LME49713 High Performance, High Fidelity Current Feedback Audio Operational Amplifier . Texas Instruments (2007). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 14. maj 2015. (ubestemt)
↑ Hayatleh, 2007 , s. 1169.
↑ 1 2 3 Wai-Kai Chen, 2009 , s. 3-29.
↑ Carter, 2012 , s. 109.
↑ Sinha, 2008 , s. 14, 21, 22.
↑ Sinha, 2008 , s. fjorten.
↑ Sinha, 2008 , s. 16.
↑ 1 2 3 Rempfer, W. Pleje og fodring af højtydende ADC'er: Få alle de bits, du har betalt for // Linear Technology Application Notes. - 1997. - Nr. AN-71 (juli). Også udgivet som et kapitel i Analog Circuit Design: A Tutorial Guide to Applications and Solutions / Ed. Williams, J. og Dobkin, R. - Elsevier, 2012. - S. 406-414. — ISBN 9780123851864 .
↑ Mancini, 2001 , s. 13-10.
↑ Carter, 2012 , s. 188.
↑ Carter, 2001 , s. 3-5.
↑ Carter, 2001 , s. 3-6.
↑ LT1497 Dobbelt 125mA, 50MHz strømtilbagekoblingsforstærker . Lineær teknologi (1997). Dato for adgang: 29. juli 2015. Arkiveret fra originalen 19. februar 2015. (ubestemt)
↑ 1 2 3 4 Carter, 2001 , s. 3.
↑ Poston, D. Current Feedback Op Amp Applications Circuit Guide // National Semiconductor Application Note. - 1988. - Nr. OA-07 . - P. 1=9.
↑ 12 Carter , 2001 , s. 5.
↑ Senani, 2013 , kapitel 3.
↑ 12 Carter , 2001 , s. 3, 4.
↑ Karki, J. Analyse af Sallen-Key-arkitekturen // Texas Instruments Application Notes. - 1999. - Nr. SLOA024B (juli 1999) . - S. 3-13.
↑ Carter, 2001 , s. fire.
↑ 12 Carter , 2001 , s. 6.
↑ 1 2 3 4 Alexander, Mark. Alexander Current-Feedback Audio Amplifier // Analog Devices Application Notes. - 1990. - Nr. AN-211 . - P. 4,57-4,71.
↑ US patent nr. 5.097.223, 17. marts 1992. Lydeffektforstærker for strømtilbagekobling . Beskrivelse af patentet på webstedet for US Patent and Trademark Office .
↑ 1 2 Cordell, B. Design af lydeffektforstærkere . - McGraw-Hill, 2011. - S. 41 . — ISBN 9780071640244 .
↑ Accuphase stereoeffektforstærker P-450 . Accuphase (2008). Hentet 7. august 2015. Arkiveret fra originalen 4. marts 2016. (ubestemt)
↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. — 5. udgave — Taylor & Francis, 2010. — P. xli, xlvii. — ISBN 9781136123658 .
↑ Danilov, A. A. Præcisions lavfrekvente forstærkere. - Hot Line Telecom, 2008. - S. 41, 70. - ISBN 5935171341 .
↑ Self, D. Audio Power Amplifier Design Handbook. - CRC Press, 2012. - S. 5.13-5.15. — ISBN 9781136123665 .
↑ Groner, S. Kommentarer til Audio Power Amplifier Design Handbook af Douglas Self . - 2011. - S. 5-8.

Kilder

Udviklerpublikationer

Bowers, D. Anvendelse af "current feedback" til spændingsforstærkere // Analog IC Design: The Current-mode Approach / red. Toumazou og Lidgey. - 1990. - S. 569-596. - (IEE kredsløb og systemserier). — ISBN 9780863412974 .
Carter, B. A Current Feedback Op-Amp Circuit Collection // Texas Instruments Application Report. - 2001. - Nr. SLOA066 (august 2001). - S. 1-9.
Carter, B. Op Amps for Everyone. — 4. udgave. — Newnes, 2012. — 304 s. — ISBN 9780123944061 .
Franco, S. Strømfeedback-forstærkere // Analog Circuits / red. Pease, R. - Newnes, 2008. - S. 269-288. — (Designer i verdensklasse). — ISBN 9780080569819 .
Franco, S., Nairn, D. Operationelle forstærkere // The Circuits and Filters Handbook, Second Edition / ed. Wai Kai Chen. - CRC Press, 2002. - S. 427-465. — ISBN 9780849309120 .
Jung, W. Op Amp Applications Handbook . - Analog Devices / Elsevier , 2005. - ISBN 0916550265 . — ISBN 0750678445 .
Mancini, R. Aktuel feedback Op Amp Analyse // Op Amps for Everyone / red. R. Mancini. - Texas Instruments , 2001. Også udgivet i form af et udviklernyhedsbrev Arkiveret 7. december 2015 på Wayback Machine (2001) og som kapitel for kapitel i Newnes-bogen af samme navn (2009 - ISBN 978-0-08 -094948-2 , 2012 - ISBN 978-0-12-394406-1 ). Sidetal er fra den fulde elektroniske version af Texas Instruments.
Mancini, R., Karki, J. Spænding og strømfeedback Op Amp sammenligning // Op Amps for Everyone / red. R. Mancini. - Texas Instruments , 2001. Også udgivet som udviklerbulletin (2001) og som et kapitel i Newnes-bogen af samme navn (2009 - ISBN 978-0-08-094948-2 , 2012 - ISBN 978-0-12- 394406-1 ). Sidetal er fra den fulde elektroniske version af Texas Instruments.
Stephens, R. Udvidelse af anvendeligheden af strømfeedback-forstærkere // Texas Instruments Analog Applications Journal. - 2003. - Nr. Q3 2003. - S. 23-29.

Videnskabelige artikler og monografier

Prokopenko, N. N. , Budyakov, A. S. Arkitektur og kredsløb af højhastigheds operationsforstærkere. - Forlaget YURGUES, 2006. - ISBN 5938342619 .
Savenko, N. Forstærkere med aktuel feedback // Moderne radioelektronik. - 2006. - Nr. 2. - S. 18-23.
Hayatleh, K. et al. En ny strømfeedback-forstærker, der udnytter bootstrapping-teknikker // International Journal of Electronics. - 2007. - Bd. 94, nr. 12. - P. 1157-1170. - doi : 10.1080/00207210701786630 .
Koli, K. og Halonen, K. CMOS-strømforstærkere: Hastighed versus ikke-linearitet. - Springer, 2006. - (Springer International Series in Engineering and Computer Science). — ISBN 9780306480034 .
Senani, R. et al. Nuværende feedback operationsforstærkere og deres applikationer. - Springer, 2013. - (Analoge kredsløb og signalbehandling). — ISBN 9781461451884 .
Senani, R. et al. Nuværende transportører: Varianter, applikationer og hardwareimplementeringer. - Springer, 2015. - 560 s. — ISBN 9783319086842 .
Sinha, K. De termiske virkninger af selvopvarmning af transistorer på analog forstærkerdesign og evaluering. - University of Texas i Arlington, 2008. - 272 s. - (Ph.D.-afhandling). — ISBN 9780549947523 .
Wai Kai Chen. Analoge og VLSI kredsløb. — 3. udgave. - CRC Press, 2009. - 702 s. — (Håndbogen Kredsløb og filtre). — ISBN 9781420058925 .