Phono scene

Den aktuelle version af siden er endnu ikke blevet gennemgået af erfarne bidragydere og kan afvige væsentligt fra den version , der blev gennemgået den 16. oktober 2020; checks kræver 3 redigeringer .

Forforstærker-korrektor , eller forstærker-korrektor (UK) [1] eller phono -equalizer  - en specialiseret elektronisk forstærker af afspilningsvejen for en grammofonplade , der genopretter det originale spektrum af lydsignalet optaget på pladen og forstærker udgangsspændingen på pickup-hovedet til et typisk linjeudgangsniveau  - fra 0,775 V ( 0 dBu ) i analogt husholdningsudstyr op til 2 V ( 8 dBu ) i digitalt udstyr og udsendelsesudstyr [2] ). Historisk har optageindustrien brugt mange forskellige spektrum præ-emphasis skemaer i optagelse, og forskellige typer kassetter er blevet brugt i afspilning . I praksis er langt de fleste korrekturer designet til at afspille langafspillede plader optaget med præ-forvrængning i henhold til RIAA-standarden med magnethoveder .

Spændingen ved udgangene af relativt meget følsomme bevægelige magnethoveder ( eng.  moving magnet , MM) måles i enheder af millivolt , og spændingen af ​​de mindst følsomme bevægelige spolehoveder ( eng.  moving coil , MS) er hundreder, og nogle gange snesevis af mikrovolt . I modsætning til digital lydteknologi kan spændingen af ​​det nyttige signal ved udgangen af ​​pickup-hovedet overstige det nominelle niveau flere gange, og spændingen af ​​højfrekvent interferens ("klik") - med en størrelsesorden . Disse egenskaber ved signalet og høje krav til kvaliteten af ​​gengivelsen har gjort designet af perfekte equalizere, sammen med designet af mikrofonforstærkere , til den vanskeligste opgave for lydfrekvensforstærkerkredsløb [3] . Samtidig forstærker korrektorer, i modsætning til mikrofonforstærkere, ikke kun svage elektriske signaler, men transformerer også deres spektrale sammensætning (frekvenskorrektion udføres) [4] . Inden for lydområdet når forskellen mellem den maksimale og minimale forstærkning op på 38,9 dB (1:88 i spænding), mens afvigelsen af ​​amplitude-frekvenskarakteristikken fra standarden ifølge designere fra det 21. århundrede ikke bør overstige ± 0,1 dB (± 1,16 % spænding) .

Historisk disposition

I 1948 udgav Columbia Records de første langspillende , dengang stadig monofoniske plader, indspillet ved hjælp af et proprietært frekvenspre-emphasis- skema . I de efterfølgende år bragte amerikanske konkurrenter mindst ni alternative udligningsmuligheder på markedet; Formatkrigen sluttede med vedtagelsen i 1953-1954 af en industristandard, der blev kendt som RIAA-kurven . Siden 1956 er næsten alle nye optagelser udgivet i vestlige lande blevet produceret efter denne standard.

I de første efterkrigsårtier blev billige og derfor mere almindelige piezoelektriske pickup -hoveder [5] eller relativt dyre magnetiske hoveder brugt til at spille langspillede plader . Piezoelektriske hoveder havde omkring hundrede gange større følsomhed end magnetiske hoveder og krævede derfor ikke komplekse støjsvage forforstærkere [5] . Den piezoelektriske pickup skulle dog have en stiv affjedring, og der krævedes en betydelig downforce for sikkert at holde den i lydrillen [6] . Når man brugte højkvalitetsnåle med en lille spidsradius, ødelagde en sådan pickup hurtigt rekorden, og relativt sparsomme nåle med en stor spidsradius kunne ikke spore højfrekvente rilleforskydninger [6] . En anden fatal ulempe ved piezoelektriske hoveder var den ujævne amplitude-frekvensrespons (AFC) [7] . Af disse grunde har udstyr af høj kvalitet altid været domineret af magnethoveder [8] ; i begyndelsen af ​​1980'erne var brugen af ​​piezoelektriske hoveder praktisk talt ophørt [7] .

De uundværlige "ledsagere" af magnetiske hoveder af alle typer var forforstærkere-korrektorer, som øgede spændingen ved udgangen af ​​hovedet og genoprettede det oprindelige spektrum af det optagede signal. Udvikleren af ​​RIAA-standarden, RCA , anbefalede brugen af ​​to-trins rørkorrektorer med passiv filtrering [9] . To trioder med høj forstærkning gav tilstrækkelig følsomhed (forstærkning på 45 dB ved en frekvens på 1 kHz), men kun når korrektoren var tilsluttet en højmodstandsbelastning (mindst 220 kOhm) [9] . Det mest udbredte inden for lampeteknologi i 1960'erne var det aktive inverterende filterkredsløb på en enkelt EF86 pentode dækket af en frekvensafhængig parallel [komm. 1] feedback [10] .

Transistorkredsløb i 1960'erne og delvist i 1970'erne var domineret af to-trins aktive filterkredsløb baseret på bipolære transistorer, der fungerede i MA-tilstand , foreslået af Dinsdale i 1965 [11] [12] [13] . Alle korrekturer af denne generation lød middelmådige, og nogle gange bare dårlige; ingen af ​​dem blev klassiske på den måde, som efterkrigsårenes bedste eksempler på effektforstærkere blev klassikere [14] . Utilstrækkelig forstærkningsmargin af de "to" genererede et mærkbart fald i frekvensresponsen ved lave frekvenser, utilstrækkelig slew rate af udgangsspændingen - et fald og ikke-lineære forvrængninger ved høje frekvenser [15] [12] ; ved mellemfrekvenser afveg frekvensresponsen mærkbart fra standarden på grund af unøjagtig beregning af korrigerende kredsløb. Designerne fra 1960'erne holdt op med disse mangler, da den dårlige kvalitet af chassis og tonearme fra de daværende husholdningsspillere gjorde enhver forbedring af korrektorerne meningsløs [14] .

I 1970'erne ændrede situationen sig. Nye højkvalitetsspillere kom ind på massemarkedet, og det var udligningerne på "toerne", der blev det svage led i reproduktionsvejen [13] . Først fokuserede designerne på at forbedre de traditionelle "toer"; efterhånden som forbrugerelektronik gik over til bipolære effektforstærkere, spredte en mere avanceret topologi med et input differentialtrin sig gradvist [16] [17] . De bedste diskrete transistorkredsløb i 1970'erne afveg fra RIAA-standarden med brøkdele af en decibel [18] ved et signal-til-støj-forhold på 70 ... 74 dB (10 ... 20 dB bedre end basis "to" ) [16] .

Med introduktionen af ​​prisbillige integrerede kredsløb på markedet er designet af korrektorer med aktiv filtrering blevet mærkbart enklere [19] . De universelle op-forstærkere fra 1970'erne var endnu ikke egnede til kvalitetslydforstærkning; i stedet for dem blev der brugt specialiserede støjsvage ULF-mikrokredsløb med en differentiel input i korrektorerne , for eksempel TDA2310 og LM381 (analoger - K153UD2, K548UN1) [12] [20] [21] . I første halvdel af 1970'erne, under indflydelse af John Linsley Hoods autoritet , dominerede et relativt støjende op-amp kredsløb i inverterende forbindelse (med parallel feedback [komm. 1] ); efter at Walkers arbejde [22] blev udgivet i 1972, kom der gradvist et støjsvagt, men mindre fleksibelt og mere komplekst beregnings- og tuningkredsløb på en op-amp i en ikke-inverterende forbindelse (med seriel feedback [komm. 1] ) . i forgrunden [23] . Signal-til-støj-forholdet blev forbedret, og nøjagtigheden af ​​RIAA-kurven, der følger efter, forringes på grund af de frekvensresponsforvrængninger, der er specifikke for dette kredsløb ved høje frekvenser og den utilstrækkelige forstærkningsmargin for de dengang integrerede kredsløb [24] . Det matematiske apparat til den nøjagtige beregning af aktive korrektorer af denne type blev først udgivet af Stanley Lipschitz i 1979 [25] [26] . Parallelt med kredsløbet af filtre blev kredsløbet af forstærkertrin også forbedret. I 1980'erne udviklede designere mange sofistikerede korrigeringskredsløb af høj kvalitet baseret på diskrete bipolære transistorer og felteffekttransistorer, men efterhånden som op-forstærkere med lav støj og lav forvrængning kom på markedet, forblev disse teknisk sofistikerede løsninger uanmeldte [27] .

Allerede i slutningen af ​​"vinylalderen", i 1980'erne, overtog bevægelige magnethoveder massemarkedet, og magnetiske hoveder med bevægelige spole indtog det øvre segment af markedet [8] . Hoveder af denne type, kendt siden 1930'erne [28] , var kendetegnet ved den bedste lydkvalitet, men forblev i lang tid i skyggen på grund af deres ekstremt lave følsomhed. Kredsløbsdesignet i 1970'erne og 1980'erne tillod endnu ikke skabelsen af ​​virkelig højkvalitets, støjsvage signalforstærkningstrin, målt i hundreder eller snesevis af mikrovolt; step-up transformere var det vigtigste middel til at forstærke et sådant signal [29] . All-transistor-korrektorer til MC-hoveder, som klarer sig uden input-transformatorer, spredte sig først efter offentliggørelsen af ​​en grundlæggende artikel af Douglas Self i december 1987 [30] [komm. 2] .

Signalkildekarakteristika

Følsomhed

I den første tilnærmelse er magnethovedets elektromotoriske kraft direkte proportional med hastigheden af ​​den tværgående forskydning af pickupnålen i hele området af lydfrekvenser. Passfølsomhedsværdier for forskellige hoveder, udtrykt i mV eller µV, er normalt angivet for en nominel vibrationshastighed på 5 cm/s [komm. 3] ; for modeller produceret i det 21. århundrede varierer følsomheden fra 40 μV til 11 mV:

På grund af den lavere masse af det bevægelige system end MM-hovederne, er MS-hovederne kendetegnet ved lavere ikke-lineære forvrængninger, bedre transmission af det dynamiske område af det optagede signal og bedre adskillelse af stereokanaler [8] [39] . Af samme grund strækker deres reproducerbare frekvensområde langt ud over lydområdet, og deres højfrekvente resonanser er koncentreret ved frekvenser i størrelsesordenen 60 kHz [39] . Signalet, der genereres af MS-hovedet, indeholder en relativt stor andel af uønsket ultralydsinterferens og støj, så systemer med MS-hoveder er mere tilbøjelige til overbelastning og intermodulationsforvrængning og stiller mere krav til kvaliteten af ​​forforstærkeren-korrektor [39] .

Grænser

Standarder begrænser den maksimale vibrationshastighed for en langspillende optagelse til niveauer på 7, 10 eller 14 cm/s [komm. 4] , men i praksis blev disse grænser systematisk overtrådt, især i produktionen af ​​12-tommer singler [35] . Ifølge en Shure -undersøgelse er det absolutte maksimale musikalske signal nogensinde optaget på en kommerciel LP 38 cm/s ved 2 kHz; ved lave og høje frekvenser falder rekordniveauerne til 26 cm/s ved 400 Hz og 10 cm/s ved 20 kHz [41] . Det maksimale rms - spændingsniveau , som designere af udstyr af høj kvalitet er styret af, er 64 mV (40 cm/s ved en følsomhed på 8 mV) [41] .

Den største risiko for at overbelaste en phono-scene genereres af klik - hurtigt dæmpede ultralydsvibrationer fra pickupnålen, når den kolliderer med et utilsigtet støvkorn eller en ridse. Nålens øjeblikkelige hastighed i et klik når 63 cm/s (+22 dB til det nominelle niveau på 5 cm/s) [42] . Varigheden af ​​klikket overstiger ikke et millisekund, men overbelastningen eller afskæringen af ​​forstærkertrinnet forårsaget af det kan tage det ud af den lineære tilstand i lang tid; tilbagevenden af ​​kaskaden til den lineære tilstand er ledsaget af dissonante lavfrekvente overtoner [42] . Derfor understreger og forværrer husholdningsudstyr med lav overbelastningsevne fejlene ved gamle, "oversavede" plader, mens de samme defekter på højkvalitetsudstyr næppe kan mærkes af øret [43] [44] . En anden kilde til overbelastning er infrasonisk interferens på grund af vridning og excentricitet af skiverne. Ved en standard rotationsfrekvens på 33⅓ rpm er frekvensen af ​​grundtonen for denne interferens 0,55 Hz, og den maksimale interferensenergi er koncentreret i området 2-4 Hz [45] . Ved disse frekvenser kan interferens ifølge Holman og Self nå op på 35 mV (22 cm/s ved en følsomhed på 8 mV) [45] . Med en yderligere stigning i frekvensen falder vibrationshastigheden af ​​interferensen kraftigt, men ved frekvenser på 10 ... 15 Hz er en "pickup" på op til +24 dB sandsynligvis på grund af tonearmens resonans [45] .

Optag egne lyde

Der er ingen konsensus om det dynamiske område og støjniveauet for en grammofonplade, både på grund af forskelle i måle- og datapræsentationsteknikker og på grund af variationen i kvaliteten af ​​selve pladerne. Kilder giver værdier for dynamisk område fra 50 dB (1:316) for massekørsler af lav kvalitet til 80 dB (1:10.000) for eksemplariske optegnelser skåret direkte af optagere (ifølge Douglas Self er værdien af ​​80 dB bestemt overvurderet ) [44] .

Ifølge Apollonova og Shumova, som betragtede den klassiske teknologi fra 1960'erne, er støjniveauet for lakskiver skåret af en optager −63…-69 dB i forhold til niveauet på 10 cm/s [46] . Det næste teknologiske trin, fremstillingen af ​​den originale metalskive [komm. 5] , forværrer signal-til-støj-forholdet med 6 dB og stempling af serielle poster - med yderligere 4 dB [46] . Således er støjniveauet for en serieplade −53…-59 dB i forhold til niveauet på 10 cm/s (−47…-53 dB i forhold til niveauet på 5 cm/s). I den senere, mere avancerede DMM -teknologi skærer optageren pladen i et tyndt lag finkornet kobber aflejret på et stålsubstrat [47] . Støjniveauet for en kobberskive, målt ved udgangen af ​​referenceafspilningsvejen, er -70 ... -72 dBA i forhold til niveauet på 8 cm/s [48] , og det beregnede støjniveau for selve optagelsen, uden at tage højde for "bidraget" fra afspilleren og korrektoren, er -72,5 …−75,5 dBA (de bedste værdier svarer til en hastighed på 45 rpm, den dårligste - 33⅓ rpm) [49] . Korttidsstempling af plader ved hjælp af DMM-teknologien forværrer signal-til-støj-forholdet med 2...8 dB, til -62...-70 dBA [49] (-58...-66 dBA i forhold til niveau på 5 cm/s).

Spectrum pre-emphasis

Alle LP'er produceret siden slutningen af ​​1950'erne er blevet og bliver fortsat indspillet med RIAA -forvrængning [50] . Når du spiller en plade, genopretter phono-scenen det oprindelige spektrum af signalet og udfører en omvendt transformation. Standardfunktionen, der beskriver denne konvertering, svarer til at forbinde tre førsteordens led i serie: en differentiator med en tidskonstant på 318 µs ( grænsefrekvens 500,5 Hz) og to lavpasfiltre med tidskonstanter på 75 og 3180 µs (grænsefrekvenser) 2122,1 og 50, 05 Hz) [51] . Ved en frekvens på 20 Hz er værdien af ​​funktionen, normaliseret i forhold til centerfrekvensen på 1 kHz, maksimal og beløber sig til +19,274 dB (forstærkning med 9,198 gange); med stigende frekvens falder den monotont, og når ved en frekvens på 20 kHz et minimum på -19,62 dB (dæmpning med en faktor på 9,572) [52] . Den komplekse form af RIAA-kurven er en afvejning, der er et resultat af behovet for at presse den maksimalt mulige lydkvalitet ud af den ufuldkomne teknologi til mekanisk optagelse [53] . Uden for lydområdet er korrektorernes frekvensgang ikke standardiseret, men for at reducere forvrængning i efterfølgende dele af forstærkerbanen er det ønskeligt, at frekvensresponsen falder både ved ultralyds- og infralydsfrekvenser.

I 1978 ændrede International Electrotechnical Commission (IEC) standardafspilningsfrekvensresponsen ved at supplere RIAA-kurven med et højpasfilter med en tidskonstant på 7950 µs. Som udtænkt af udviklerne af standarden, skulle det nye filter undertrykke den uønskede passage af infralydsvibrationer , når der spilles skæve plader; en uundgåelig konsekvens af IEC-korrektionen var et hørbart lavfrekvent snit (-3 dB ved 20 Hz, -1 dB ved 40 Hz) [54] [55] . Både lyttere og udstyrsproducenter tog nyheden med fjendtlighed. I det 21. århundrede anvender langt de fleste producenter af phono-scener ikke IEC-korrektionen, baseret på den antagelse, at den mekaniske rumlen fra en kvalitetsafspiller er ubetydelig [54] . Hvis det er nødvendigt at gengive skæve optegnelser, hvis infralydstøjen når et uacceptabelt niveau, anvendes omskiftelige filtre af anden og højere orden [54] .

Intern modstand

Den aktive modstand af magnethovedets vikling og dets følsomhed er forbundet med et tilnærmelsesvis lineært forhold: Jo flere vindinger i viklingen, jo større EMF genereres af den [38] .

MS-hovedets aktive modstand er fra 1 ohm til 160 ohm, og den induktive komponent af dets samlede modstand er ubetydelig og kræver ikke særlig opmærksomhed [38] . Den optimale værdi af korrektorens indgangsimpedans for de fleste hoveder, bortset fra de mest højmodstandsdygtige, er 100 ohm; for hoveder med høj modstand er en indgangsimpedans på 500 ohm at foretrække [56] . Modstanden af ​​MS-hovedet bestemmer ikke kun dets egen termiske støj , men er også en vigtig variabel, der bestemmer støjen fra korrektorens inputtrin og som et resultat dets optimale kredsløb.

Den aktive modstand af MM-hovederne er 430...1500 Ohm med en induktans på 330...720 mH for konventionelle modeller og 800...1000 mH for DJ-modeller [57] . Ved høje frekvenser er impedansen induktiv og stiger proportionalt med frekvensen; desuden kan dens aktive komponent øges mærkbart på grund af tab i det magnetiske kredsløb [58] . Standardindgangsimpedansen for MM-korrektoren ifølge DIN 45547 er 47 kOhm og skal shuntes med en kapacitans på 50 ... 200 pF [59] . Denne kapacitans af korrektoren danner sammen med kapacitansen af ​​forbindelsesledningen og induktansen af ​​hovedet et lavkvalitetskredsløb med en resonansfrekvens på 10 ... 20 kHz [57] . Nøjagtig overholdelse af RIAA-kurven indebærer blandt andet valg af den optimale indgangskapacitet for det brugte hoved [60] ; Kommercielle korrektorer af høj kvalitet leverer sæt af bruger-omskiftelige indgangskondensatorer til dette formål [59] . Med en stigning i indgangskapacitansen falder resonansfrekvensen, og amplitude-frekvensresponsen på den øges [57] , men den øvre grænse for sløjfebåndbredden på niveauet -3 dB ændres en smule [61] . En alternativ løsning - afvisning af at bruge input-kapacitansen - gør det muligt at forbedre signal-til-støj-forholdet med 1 ... 2 dB, men kræver yderligere korrektion af frekvensforvrængninger, der opstår i indgangskredsløbet [62] . Finjustering af filtre til et specifikt anvendt hoved er kun mulig under laboratorieforhold, derfor bruges denne teknik ikke i serielle korrekturer [62] . Af samme grund har korrektorer, hvor højfrekvenssektionen af ​​RIAA-kurven er implementeret direkte i inputkredsløbet, ikke fundet anvendelse [63] .

Iboende pickup-lyde

Enhver modstand i serie med signalkilden, inklusive modstanden af ​​selve kilden, introducerer sin egen termiske støj i signalet . I et fast lydfrekvensbånd (20 Hz ... 20 kHz) er den termiske støjspænding proportional med kvadratroden af ​​modstandsværdien. RMS spænding af termisk støj ved en modstand på 1 kOhm i båndet 20...20000 Hz ved en temperatur på 300 K er 575 nV; ved en modstand på 100 kΩ øges den med en faktor 10, op til 5,75 μV, og så videre [64] .

Den termiske støj fra magnethovedets viklinger er en grundlæggende, ikke-aftagelig støj, der bestemmer det maksimalt opnåelige dynamiske område for gengivelsesvejen. Forholdet mellem viklingsmodstande og spændinger af det nyttige signal på dem er sådan, at hovedets termiske støj kan være hovedkilden til støj for hele gengivelsesvejen (derfor reducerer tvungen afkøling af korrektoren sin egen støj, men det gør det praktisk talt ikke påvirke signal-støj-forholdet for systemet som helhed [62] ). I systemer med lav-modstand (1 ... 3 Ohm) MC-hoveder yder forbindelsesledninger også et mærkbart støjbidrag, især ultratynde fleksible ledere, der forbinder pickuppen med udgangsstikket på afspilleren [65] [66] . Det beregnede forhold mellem det nyttige signal og den termiske støj fra viklingerne af MS-hovederne produceret i det 21. århundrede er fra 64 til 91 dB [65] [komm. 6] (de værste tal svarer til en unormal kombination af lav følsomhed og relativt høj modstand). Signal-til-støj-forholdet for MM-hovederne falder inden for det samme område, men dets korrekte beregning er vanskelig på grund af den overvejende induktive karakter af den interne modstand [65] .

Karakteristika, funktioner, blokdiagrammer af korrektorer

Specifikationer

En phonoscene af høj kvalitet skal opfylde et sæt af vanskelige krav [68] :

  • Lavt eget støjniveau;
  • Fuldstændig fravær af interferens fra strømforsyningen og effektiv undertrykkelse af ekstern elektromagnetisk interferens ;
  • Nøjagtig overholdelse af standard RIAA-kurven;
  • Tilstrækkelig overbelastningskapacitet både i lydfrekvensområdet og ud over;
  • Lavt niveau af ikke-lineær forvrængning;
  • Lav udgangsimpedans;
  • Konstansen af ​​indgangsmodstanden og indgangskapacitansen i hele lydfrekvensområdet;
  • Lav følsomhed over for ændringer i komponenternes egenskaber over tid;
  • Fravær eller effektiv undertrykkelse af mikrofoneffekten [68] .

Nogle af disse krav er grundlæggende kun vigtige i specielle tilfælde: konstanten af ​​indgangsmodstanden er nødvendig i systemer med MM-hoveder og er ikke så vigtig for MC-hoveder; mikrofoneffekten og en mærkbar tidsmæssig drift af parametrene er typiske for rørforstærkere (alle rør ældes og kræver før eller siden udskiftning), men ikke for transistorer [14] . Krav til niveauer af støj, interferens, ikke-lineær forvrængning og nøjagtigheden af ​​at følge RIAA-kurven er absolut obligatoriske for alle korrektorer. Tærskel, minimum acceptable værdier af disse indikatorer er ikke blevet formelt fastlagt. Værdierne i standarderne for husholdningsudstyr fra 1970'erne og 1980'erne er forældede og uacceptable i det 21. århundredes udstyr. For eksempel tillod IEC-standarden (IEC 60098) , som har været i kraft siden 1964, den maksimale afvigelse af frekvensresponsen for en optagelse fra RIAA-kurven op til ±2 dB [69] . Designere af det 21. århundrede begrænser som regel den maksimale afvigelse på niveauet ±0,1 dB [70] , og ved beregning af filtre opererer de med hundrededele af dB [71] .

Funktioner af korrektorer til MS-hoveder

Kombinationen af ​​krav, der er svære at matche, har gjort designet af højkvalitets phono-trin, sammen med designet af mikrofonforstærkere , til den sværeste opgave i lydforstærkerkredsløb [3] . Det er teknisk umuligt at skabe en højkvalitets universalforstærker, der er kompatibel med alle typer magnethoveder. Spredningen af ​​hovedernes følsomhed og modstand er for stor, og tværtimod er intervallerne for optimale hovedmodstande for specifikke kredsløbsløsninger for snævre. Som et resultat er det praktiske phono-korrektionskredsløb opdelt i to dele: på det lavere niveau, relativt simple MM-korrektionskredsløb; på det øverste niveau, mere komplekse, mere krævende for beregningen af ​​tilstande og valget af komponenter i MC'en korrektorkredsløb. MS-korrektoren kan laves i form af en helt separat, inkompatibel med MM-hoveder, forstærkningskanal, men i praksis er design baseret på MM-korrektorer mere almindelige [72] . Yderligere signalforstærkning i dem implementeres på to måder:

Transformere af høj kvalitet til MC-hoveder - kompakte [komm. 7] , let at beregne og billig at fremstille produkter [73] . Med hensyn til båndbredde, frekvensrespons linearitet og ikke-lineær forvrængning er sådanne transformere ikke ringere end transistorforstærkertrin [74] . Med hensyn til støj vinder transformatorer med hovederne med den laveste modstand, men til MC-hoveder med relativt høj modstand er transistorforstærkere at foretrække [75] . Der er ingen universelle transformere, der er kompatible med alle MS-hoveder: rigtige transformere er altid optimeret til et af de tre hovedimpedansunderområder (1,5…10, 10…50 og 50…200 Ohm) [76] . I modsætning til påstandene om uretfærdig reklame er transformatorer ikke tavse: deres viklinger, som enhver modstand, genererer termisk støj, som kan forringe støjniveauet af hele gengivelsesvejen betydeligt [77] . Fordelen ved transformere i forhold til transistorer ligger ikke i den fiktive "ingen støj", men i det relativt lave niveau af lavfrekvent flimmerstøj (1/f-støj) sammenlignet med termisk støj og i den lette at implementere en støjsikker balanceret forbindelse af hovedet til korrektoren [78] [79 ] .

Hjælpefunktioner og enheder

Typiske forstærker-korrektorer i det 21. århundrede er "sorte bokse", der kun implementerer funktionerne signalforstærkning og frekvenskorrektion i henhold til RIAA-standarden. Skift mellem MM- og MC-konfigurationer, justering af inputkapacitans og trinforstærkningskontrol, hvis det leveres af designet, udføres normalt af jumpere på kortet . Kun få producenter gør disse justeringer operationelle, bragt til bagsiden ( Lehmannaudio ) eller forsiden ( Burmester ) af korrektoren. Glat forstærkningskontrol blev ikke fundet: denne funktion er tildelt lydstyrkekontrollen på forforstærkeren, som korrektoren er tilsluttet [81] .

I den præ-digitale æra var korrekturlæsere af husholdningsudstyr ofte udstyret med omskiftelige "rumblefiltre" - andenordens højpasfiltre med en afskæringsfrekvens på 30 ... 40 Hz [82] . Sådanne filtre undertrykker ikke kun uønsket infralydinterferens, men introducerer også amplitude- og faseforvrængninger, der er mærkbare for øret; de bruges ikke i det 21. århundredes udstyr [82] . Den bedste løsning, ud fra et synspunkt om bevarelsen af ​​det originale signalspektrum, er et tredje-ordens Butterworth-filter ifølge Sallen-Kee-skemaet med en afskæringsfrekvens på 20 Hz [83] . Med den bedste undertrykkelse af infralyd (36 dB ved 5 Hz) yder den et minimalt "bidrag" til det hørbare signal, der er umærkeligt for de fleste lyttere [83] .

Professionelle studiekorrekturlæsere er funktionelt mere komplekse end de fleste husholdningsenheder. For eksempel i referencen MM Neumann PUE74 korrektor, som normalt fungerede i forbindelse med SME 3012 tonearm og Shure V15V hovedet, supplerer fire strukturelle blokke [84] det grundlæggende aktive filterkredsløb på op-amp ] . Ved filterindgangen er en støjsvag kaskade på bipolære transistorer inkluderet , som giver det meste af signalforstærkningen (28 ... 40 dB) og parallelt med den er en felteffekttransistorfølger [ komm. 8] der styrer spændingen på indgangskablets skærmfletning. Aktiv afskærmning reducerer markant passagen af ​​common mode-støj til korrektorindgangen [85] . Et høj-Q- afvisningsfilter, der undertrykker infralydinterferens, og en parametrisk equalizer med et lav- og to højfrekvente kontrolbånd er forbundet i serie til udgangen af ​​et aktivt RIAA-filter, bygget i henhold til et typisk op-amp-kredsløb [86 ] . Dens opgave er at finjustere ende-til-ende frekvensresponsen af ​​optagelsen, som bestemmer kvaliteten af ​​skæringen af ​​den originale disk [86] .

Elementbase

Aktive forstærkende elementer af korrektorer MM

For at opnå et acceptabelt signal-til-støj-forhold i udstyr af høj kvalitet , kan indgangstrinnet på MM-korrektoren laves på en støjsvag bipolær transistor , på en felteffekttransistor med en kontrol-pn-junction eller på en støjsvag operationsforstærker (op-amp). Ifølge uafhængige målinger i 1984-2001 falder signal-til-støj-forholdet af højkvalitets serielle MM-korrektorer baseret på op-forstærkere, bipolære og felteffekttransistorer inden for området 75-80 dBA, og signal-til- støjforhold for Neumann referencestudiekorrektorer beregnet ved hjælp af en sammenlignelig metode er 79 dBA [87] [komm. 9] . Brug i indgangstrinene for MIS-transistorer [88] [komm. 10] , op-amp med neutralisering af indgangsstrømme [90] [komm. 11] , er en operationsforstærker med strømfeedback [91] uønsket på grund af høj støj.

Af vakuumrørene er det bedste signal-til-støj-forhold tilvejebragt af støjsvage indirekte opvarmede trioder med en høj hældning af anode-gitterkarakteristikken [92] . Jo højere hældning, jo lavere er den teoretisk opnåelige støjspænding, reduceret til trinnets input [komm. 12] (i rigtige lamper kan denne indikator være to eller flere gange højere end den beregnede på grund af overdreven støj på grund af katodematerialet og kvaliteten af ​​produktionsprocessen [95] ). Den optimale hældningsværdi er ca. 20 mA/V; dens yderligere stigning (for eksempel parallelforbindelse af flere trioder) er upraktisk på grund af den proportionale vækst af anodestrømmen og kaskadens indgangskapacitet [97] . Laveffekttrioder med højspændingsforstærkning ( 6SL7 , ECC83 , 12AX7 og deres analoger) er dårligt egnede til de første stadier af korrektorer, både på grund af den lave hældning og på grund af den høje (100 ... 200 pF) inputkapacitans, som kan overstige de optimale kapacitansbelastninger for det brugte hoved [98] . Direkte glødelamper er uegnede på grund af lav hældning og stærk mikrofoneffekt og pentoder i en almindelig pentodeforbindelse - på grund af et højere støjniveau end trioder med samme hældning [99] . Tværtimod er pentoder i en triodeforbindelse ikke ringere i støjniveau end trioder. Pentoder udviklet helt i slutningen af ​​lampe-æraen, for eksempel 6Zh52P , er særligt lave i flimmerstøj , dog lider alle lamper i disse serier af mikrofoneffekten, høj inputkapacitans og høj parameterspredning [100] . I det andet og efterfølgende trin er støjen fra lampen eller transistoren ikke så vigtig: Kravet om lave ikke-lineære forvrængninger med tilstrækkelig overbelastningskapacitet kommer først [101] .

Fra synspunktet om kredsløbssimpelhed, stabiliteten af ​​dens parametre og deres reproducerbarhed i seriel produktion er det bedste valg til at bygge en MM-korrektor en støjsvag operationsforstærker med spændingsfeedback. Tidligere blev specialiserede støjsvage ULF-mikrokredsløb udbredt (for eksempel LM381 og dens analoge K548UN1), men da salget af lydudstyr faldt, blev de indstillet, og designere vendte tilbage til at bruge universelle op-forstærkere [20] . De mest bekvemme at bruge er specialiserede audio-op-forstærkere med bipolære indgangstrin og input-forspændingsstrømme på ikke mere end 100 nA [102] . Op-amps brugt i aktive filtre skal være stabile ved enhedsforstærkning; i kredsløb baseret på passive filtre kan ukompenserede op-amps, der er ustabile ved unity gain, også bruges [102] . I næsten tredive år [103] var det optimale valg, hvad angår kombinationen af ​​egenskaber, den dobbelte bipolære NE5532 op-forstærker og dens enkelte analog [komm. 13] NE5534 [105] . Signal-til-støj-forholdet for korrektorerne ved hjælp af NE5532 nåede 79 dBA ( NAD PP1, 1998) [106] . Koefficienten for ikke-lineær forvrængning ( KNI ) for denne op-forstærker, afhængigt af koblingskredsløbet og signalniveauet, varierer fra 0,0005 % til 0,0085 % [ 107] ; til sammenligning er KNI for en typisk K548UN1- korrektor op til 0,1 % [108] . I 2007 blev NE5532 erstattet af en ny absolut leder - LM4562, der overgik sin forgænger i alle henseender, bortset fra spektraltætheden af ​​inputstøjstrømmen [109] . For at reducere støjniveauet er en støjsvag differentialkaskade på diskrete transistorer forbundet til op-forstærkerens indgang. For at reducere ikke-lineær forvrængning overføres op-ampens udgangstrin til ren mode A ved at forbinde en meget lineær emitterfølger til udgangen af ​​op-ampen .

Med hensyn til overbelastningskapacitet giver vakuumrør den bedste overbelastningsmargin. Området for den lineært forstærkede spænding ved udgangen af ​​lampetrinnet er tiere af V og er i praksis kun begrænset af grænseværdien af ​​den strøm , der leveres til belastningen. Forstærkere baseret på diskrete transistorer kan også have høj, på niveau med rørforstærkere, overbelastningskapacitet. For eksempel i Technics SU9600 (1974) forforstærkerkorrektor var det acceptable indgangsspændingsniveau ved en frekvens på 1 kHz 900 mV. For at gøre dette øgede designerne rækkevidden af ​​forsyningsspændinger til ganske "rør" 160 V, med et tilsvarende højt strømforbrug [110] . Ulempen ved den høje overbelastningskapacitet af rør- og "højspændings" transistorkredsløb er kompleksiteten og høje omkostninger ved strømforsyningen . Det er meget nemmere og billigere at levere strøm af høj kvalitet til lavspændings- og lavspændingskredsløb på diskrete transistorer eller op-ampere.

Aktive forstærkende elementer af MS-korrektorer

For indgangstrinene for MS-korrektorer er støjen fra støjsvage op-forstærkere, felteffekttransistorer og vakuumtrioder uacceptabelt høj [112] . Transformatorløse inputtrin af MS-korrektorer er næsten ubestridte bygget på støjsvage bipolære transistorer [75] . Det absolutte signal-til-støj-forholdsrekord på 81 dBA deles af Linn og Burmester MS-korrektorer , og for de fleste serieprodukter er signal-til-støj-forholdet, der er indstillet af støjen fra det første trin, 65 ... 75 dBA [106] .

De bedste støjsvage transistorer til rådighed for designere fra det 21. århundrede er lave, i størrelsesordenen 10 ohm [komm. 14] , basismodstand og en strømforstærkningsfaktor på mindst 500 [114] . Frekvensen, under hvilken flimmerstøj dominerer i transistorens støj, bør være så lav som muligt (ikke mere end 500 Hz) [115] . I praksis er valget begrænset til et lille sæt af specialiserede instrumenter [116] ; før deres udgivelse brugte serielle korrektorer parallelforbindelsen af ​​adskillige "almindelige" lavstøjs laveffekttransistorer i amatørdesign - medium-power transistorer [117] .

Optimalt med hensyn til signal-til-støj-forhold er indgangstransistorens kollektorstrøm omvendt proportional med modstanden af ​​signalkilden [118] . For MS-hoveder med lav modstand er valget af den optimale strøm umuligt (modstanden på disse hoveder er for lav sammenlignet med modstanden i transistorens basis), så det tilrådes at forbinde hoveder med en modstand under 20 Ohm til korrektoren gennem en step-up transformer [75] . For MS-hoveder med høj modstand er den optimale kollektorstrøm 100 µA eller mere; sådanne hoveder er forbundet direkte til indgangen på transistortrinnet [75] . For MM-hoveder kompliceres valget af tilstand af, at hovedets udgangsimpedans varierer over et bredt område med frekvens, fra omkring 700 Ω til 20 kΩ [119] . I 1980'erne var det umuligt at vælge den optimale strøm til dette modstandsområde (den beregnede strøm viste sig at være uacceptabelt lav), så designere blev tvunget til at vælge større, ikke-optimale værdier [120] . Ved brug af mere avancerede transistorer af en senere udvikling er de optimale strømme i størrelsesordenen 100 μA [121] .

Passive komponenter

Valget af kondensatorer , modstande og ledninger til high-end udstyr  er et kontroversielt, kontroversielt emne, overbelastet med reklameløfter og subjektive vurderinger [122] . Ud fra objektive, instrumentelt reproducerbare data, følger valget af komponenter en række simple principper.

For at reducere den termiske støj af de modstande, som lydsignalets vekselstrøm strømmer igennem, bør deres værdier vælges så lavt, som de valgte aktive enheder tillader [123] [124] [komm. 15] . For at reducere overdreven støj fra modstande, gennem hvilke jævnstrøm flyder, foretrækkes ikke-lineære forvrængninger og temperaturafhængighed , wire-wound [125] , bor-carbon [126] og metal-film modstande [125] [126] (inklusive, med reservationer [komm. 16] , tyndfilm overflademonteringsmodstande [128] ). Jo højere nominel effekt, jo lavere overskydende støj, alt andet lige [129] . Kulstof-, komposit-, metaloxidmodstande (inklusive tykfilms overflademonterede modstande) er uacceptable i udstyr af høj kvalitet [130] .

I korrektorernes timingkæder bruges højkvalitets polystyren , polypropylen , fluoroplast (" Teflon ") og for små værdier - glimmerkondensatorer ; med hensyn til initial nøjagtighed og kapacitansstabilitet foretrækkes polystyrenkondensatorer [131] [132] . Højkvalitets keramiske kondensatorer med lav værdi med lav TKE er velegnede til højfrekvente op-amp korrektionskredsløb, og polyester ( polyethylenterephthalat ) kondensatorer er uønskede på grund af relativt høje ikke-lineære forvrængninger [133] [132] . Elektrolytiske kondensatorer er uacceptable i tidskredsløb, uønskede ved indgangen til det første trin af korrektoren, men kan bruges som mellemtrinskondensatorer, forudsat at afskæringsfrekvensen for mellemtrins RC-filteret er meget mindre end 20 Hz [134] [135] . Den iboende støj fra en elektrolytisk kondensator er minimal, når den konstante spænding, der påføres pladerne, er 20 ... 50 % af den nominelle [134] .

Det bedste ledermateriale er almindeligt elektrisk kobber [136] . Brugen af ​​sølv giver ikke objektivt håndgribelige fordele [137] . Belægningsforbindelser med guld forbedrer deres modstandsdygtighed over for korrosion , men er kun holdbare i sig selv, når guldlaget er adskilt fra kobberbasen af ​​et lag nikkel [138] . De fleste producenter påfører guld direkte på kobberet, hvilket hurtigt resulterer i, at "guldet" bliver svært [139] .

RIAA Filter Circuitry

Frekvensudligning i henhold til RIAA-standarden kan implementeres med både aktive og passive filtre og kombinationer af to typer filtre. Valget mellem aktive og passive filtre bestemmes først og fremmest af den valgte type forstærkningsenheder.

Passive filtre kræver højere signalforstærkninger end aktive filtre ved indgangen til et frekvensafhængigt kredsløb; de arbejder med højere signalspændinger og stiller derfor større krav til forstærkertrinenes overbelastningskapacitet. For at give en typisk forstærkning på 40 dB ved 1 kHz for MM equalizere, skal den samlede forstærkning af de trin, der betjener det passive filter, være mindst 60 dB over hele lydfrekvensområdet [140] . Derudover forudsætter nøjagtig gengivelse af RIAA-kurven med et passivt filter, at filterets indgangsbelastningsimpedans er stor nok og konstant over hele lydfrekvensområdet (i dette tilfælde kan den opnåelige afvigelse fra standarden være mærkbart mindre end i et aktivt filter, der anvender tilsvarende passive komponenter [141] ). Disse betingelser opfyldes bedst af vakuumtrioder [ 140] .

Aktive filtre fungerer med mindre signalspændinger end passive filtre: den maksimale signalspænding på ethvert punkt af det aktive filter er lig med dets udgangsspænding. Derfor er aktive filtre mindre modtagelige for overbelastning og kan implementeres på enhver elementbase. Trofast gengivelse af RIAA-kurven indebærer imidlertid en høj open-loop-forstærkning; i praksis opfyldes dette krav af den eneste mulighed - en integreret eller diskret operationsforstærker , dækket af en frekvensafhængig seriel negativ feedback .

Aktive filtre med parallel feedback er lettere at beregne og mere modstandsdygtige over for "klik" overbelastning, men bruges ikke i udstyr af høj kvalitet på grund af det høje støjniveau [142] . Når MM-hovedet er forbundet direkte til indgangen på et sådant filter, er støjniveauet ved dets udgang højere end støjniveauet ved udgangen af ​​et filter med sekventiel feedback, med 13 ... 15 dB, i de lavere oktaver af lydområdet, overstiger forskellen 30 dB [22] [142] . For øret opfattes støjen fra et parallelt feedbackfilter som en lavfrekvent brummen, støjen fra et serielt feedbackfilter opfattes som et stille højfrekvent sus [143] . Den eneste måde at reducere støjen fra et parallelt feedbackfilter på er at forbinde et ekstra lavimpedansforstærkningstrin mellem dets indgang og hovedterminalerne [144] .

Aktivt filter med sekventiel feedback

En typisk billig, men samtidig tilstrækkelig høj kvalitet MM-korrektor er bygget på en enkelt støjsvag op-amp med bipolære indgange (A1), dækket af et frekvensafhængigt feedback-kredsløb.

Den øvre arm på OOS Z-kredsløbet, som bestemmer korrektorens frekvensrespons i audiofrekvensområdet, kan konstrueres på forskellige måder. I praksis anvendes fire konfigurationer (kæder A, B, C og D ifølge Lipschitz), hvoraf kæde A er den mest udbredte [145] . Alle muligheder er elektrisk ækvivalente, dog kan kun kredsløb A og D bygges på enkelte kondensatorer af E24-serien , mens kredsløb A er lettere at beregne [146] . Kreds B er det sværeste ved beregning og valg af komponenter, men det blev også meget brugt i serielle forstærkere i 1970'erne [147] . Kreds A er mere praktisk end andre, når man finjusterer frekvensgangen, men i praksis betyder det ikke noget. Præcis overholdelse af standarden sikres ikke ved tuning, men kun ved nøjagtigheden af ​​beregning og valg af kapacitanser og modstande [148] . For at frekvensresponsen for kredsløb A ikke skal afvige fra den beregnede med højst 0,1 dB, bør de faktiske modstandsværdier afvige fra de beregnede med højst 2%, kapacitansværdierne - med ikke mere end 0,8 ... 1,2 % [149] . En sådan nøjagtighed er teoretisk opnåelig ved brug af enkeltpræcisionskomponenter i E96-serien , og praktisk talt kun med et sæt af R1 og R2 fra flere parallelforbundne modstande i E12- eller E24-serien [150] .

Modstanden R0 indstiller den maksimale forstærkning af det aktive filter og er ikke direkte involveret i dannelsen af ​​frekvensresponsen. Termisk støj R0 påført direkte på den inverterende indgang på op-amp kan mærkbart forværre signal-til-støj-forholdet for korrektoren, så værdien af ​​R0 vælges så lavt som muligt, i størrelsesordenen 200 Ω [151] . I praksis er en stor kondensator C0 som regel forbundet i serie med R0, hvilket forhindrer forstærkning af infrasoniske frekvenser og jævnspænding. For at forvrængning af frekvensresponsen, der indføres af den, ikke overstiger 0,1 dB, bør afskæringsfrekvensen for R0C0-kredsløbet ikke overstige 3,3 Hz [152] . Brugen af ​​R0C0-kredsløbet til at danne den lavfrekvente gren af ​​RIAA-kurven er uacceptabel på grund af mærkbare ikke-lineære forvrængninger introduceret af elektrolytiske kondensatorer og en betydelig spredning i deres værdier [153] . Udgangskondensatoren Cout, fortrinsvis polypropylen, er nødvendig på grund af den betydelige jævnspænding, der opstår ved udgangen af ​​op-amp [154] . I kredsløb baseret på op-amps med store, i størrelsesordenen flere hundrede nA, indgangsstrømme, kan en indgangsisoleringskondensator også være nødvendig for at blokere strømmen af ​​indgangsstrømmen af ​​op-amp gennem hovedviklingerne [155] . Det er relevant at bemærke her, at der er en effekt af en minimumsstrøm gennem det elektriske stik for at opretholde forbindelsen i den tilstand, der er defineret af dens tekniske dokumentation [156] [157] ( links på engelsk ). Derfor kan tilstedeværelsen af ​​en konstant komponent i svage signaler, der har mekaniske forbindelser i vejen, være nyttig (forudsat at en lille jævnstrøm ikke fører til viklingsforspænding eller andre negative effekter); eller forbindelserne skal gøres permanente ( lodning , svejsning ).

Ved ultralydsfrekvenser hælder den ideelle RIAA-kurve monotont af med en stejlhed på 20 dB pr. årti, men i et grundlæggende aktivt filterkredsløb falder forstærkningen aldrig under enhed [70] . I en typisk equalizer med en 1 kHz forstærkning på 35 dB er den beregnede frekvens, ved hvilken filteret degenererer til en follower, 118 kHz [70] . Den fejl, som dette nul i overførselsfunktionen introducerer , overstiger ikke 0,1 dB inden for lydområdet og kræver derfor ingen korrektion [70] . Hvis filterforstærkningen ved en frekvens på 1 kHz er 30 dB eller mindre, så reduceres nulfrekvensen så meget, at frekvensresponsafvigelsen bliver mærkbar auditivt [70] . For at kompensere for denne fejl tændes et ekstra passivt første-ordens lavpasfilter (R3C3) ved udgangen af ​​op-forstærkeren med en afskæringsfrekvens nøjagtigt lig med frekvensen af ​​højfrekvent nul, for eksempel 63 kHz for Ku = 30 dB [152] .}

Aktivt-passivt filter baseret på aktivt filter

En række kombinerede aktiv-passive korrektorkonfigurationer er beskrevet i litteraturen, der adskiller sig i fordelingen af ​​tidskonstanter for RIAA-kurven mellem aktive og passive links. Den mest almindelige [158] [159] konfiguration gentager det aktive filterkredsløb diskuteret ovenfor med højfrekvent nulkompensation med tre væsentlige ændringer:

Ulempen ved denne konfiguration (som med alle passive kredsløb) er behovet for mere forstærkning af indgangssignalets højfrekvente og ultralydskomponenter [158] . På den ene side indsnævrer dette overbelastningsmarginen (med 18 dB ved en frekvens på 20 kHz, med 34 dB ved en frekvens på 100 kHz) [161] . På den anden side skærper dette kravene til hastigheden og marginen af ​​loop-forstærkningen af ​​op-forstærkeren og skaber muligheden for uacceptabelt høje ikke-lineære og intermodulationsforvrængninger ved høje frekvenser [161] . Derfor, i praktiske designs, er forstærkningen af ​​det aktive filter bevidst reduceret til 20...30 dB pr. 1 kHz, og de manglende 10...20 dB forstærkning leveres af udgangstrinnet [162] .

Totrins passivt filter

Den enkleste korrektor med rent passiv filtrering består af to forstærkningstrin baseret på trioder eller op-forstærkere, mellem hvilke RC-kredsløbet i et passivt RIAA-filter er forbundet [141] . I praksis dominerer filtre afledt af kæderne B og C ifølge Lipschitz [163] [164] (N1 og N2 ifølge Young [141] ). I disse konfigurationer er dæmpningsskalaen for signalet forstærket af det foregående trin indstillet af modstanden R1 "afbrudt" fra kernen af ​​RC-kredsløbet, mens mindst en af ​​kapacitanserne altid er forbundet med den fælles ledning [163] [ 164] . I rørkorrektorer anvendes et kredsløb af C-type næsten uden alternativ, hvilket væsentligt forenkler beregningen af ​​filteret, korrigeret for lampernes Miller-kapacitanser og installationens parasitære kapacitanser [164] . Ud over de angivne kapacitanser afhænger frekvensresponsen for en reel enhed også af udgangsimpedansen for det første trin og indgangsimpedansen for det andet trin. I op-amp-korrektorer påvirker disse modstande praktisk talt ikke nøjagtigheden af ​​at følge standarden. I korrektorer baseret på trioder kan de ikke negligeres, og deres indflydelse kompenseres ved at justere filterets modstande og kapacitanser [165] .

Fordelingen af ​​den samlede gevinst mellem de to faser er et problem, der ikke har en unik løsning. Ud fra synspunktet om at minimere støj er det at foretrække at koncentrere hele eller næsten hele forstærkningen (50…60 dB) i det første trin, men dette trin vil uundgåeligt blive udsat for overbelastning [166] . Ud fra overbelastningskapaciteten er en tilnærmelsesvis ligelig fordeling af forstærkningen mellem trinene at foretrække - på bekostning af en forringelse af signal-støjforholdet [166] . Både overbelastninger og støj fra sådanne kredsløb forekommer primært ved høje frekvenser [166] . På grund af manglende evne til at optimere både støjniveauet og overbelastningskapaciteten, anbefaler uafhængige forfattere (Douglas Self [167] , Morgan Jones [164] ) ikke brugen af ​​et to-trins kredsløb i hverken transistor- eller rørkredsløb; lydoperationsforstærkervirksomheder ( Analog Devices [168] , Sonic Imagery [169] , Texas Instruments [170] ), tværtimod foretrækker det.

Tre-trins passivt filter

I korrektorer af denne type er frekvensfiltrering fordelt mellem to passive RC-filtre, hvoraf det ene implementerer en af ​​de tre tidskonstanter, det andet implementerer to tidskonstanter af RIAA-standarden. Minimumssættet af aktive trin, der "tjener" disse kredsløb, består af to spændingsforstærkere og en udgangsspændingsfølger. Ideelt set er alle komponenter i korrektoren forbundet direkte, uden brug af koblingskondensatorer (en sådan løsning er teknisk mulig ikke kun i transistor, men også i lampekredsløb, hvor der i praksis anvendes et tretrinskredsløb) [171] ; samtidig forstærkes biasspændingen af ​​den første op-amp med titusindvis til hundredtusindvis af gange, og den kan ikke længere negligeres. Valget af integrerede operationsforstærkere, samtidig med en lav biasspænding og med gode lydparametre ( TO NI , overbelastningskapacitet, udgangsspændingsdrejningshastighed), vil være en yderligere vanskelighed.

Ligesom i tilfældet med aktiv-passive korrektorer er der mange måder at fordele tre tidskonstanter mellem to RC-kredsløb, men kun en af ​​dem er af praktisk betydning [172] . I denne konfiguration er et simpelt RC lavpasfilter med en tidskonstant på 75 µs tændt mellem første og andet trin, og dannelsen af ​​lavfrekvensgrenen af ​​frekvensresponsen med tidskonstanter på 3180 og 318 µs er tildelt til RC-kredsløbet forbundet mellem andet og tredje trin [172] . Sådanne kredsløb er de mindst modtagelige for overbelastninger ved høje frekvenser: jo "opstrøms" lavpasfilteret er placeret, som danner højfrekvensgrenen af ​​frekvensresponsen, jo lavere er interferensspændingen ved indgangene på andet og tredje trin [165] . Og tværtimod, jo længere fra indgangen det støjende RC-kredsløb er placeret, som danner den lavfrekvente gren af ​​frekvensresponsen, jo lavere er niveauet af korrektorens egen støj (støj-"bidraget" fra den enkleste lav- passfilter kan nemt reduceres til ubetydelige værdier) [159] .

Balance Corrector Filtre

Alle tidligere filterkonfigurationer har antaget traditionel enfaset signalforstærkning. I fuldt afbalancerede, tofasede forstærkningskanaler implementeres passiv filtrering enklest i et to- eller tretrinsskema. For at konvertere et enfaset, asymmetrisk RC-filter til et fuldt afbalanceret, er det nok at opdele filtermodstanden i to halvdele, mellem hvilke filterkapacitansen er tændt. Udgangsmodfasespændinger fjernes fra pladerne af denne kapacitans [173] .

Kommentarer

  1. ↑ 1 2 3 Det parallelle spændingsfeedback-kredsløb er forbundet til forstærkerens indgang parallelt med indgangssignalet og shunter direkte signalkildens indgangsstrøm (deraf den engelske shuntfeedback ) . Den grundlæggende ulempe ved et parallelt OS er behovet for at inkludere et relativt stort modstandsindgangssignal i kredsløbet, som uundgåeligt genererer termisk støj . Kredsløb med seriel spændingsfeedback, hvor udgangen af ​​feedbackkredsløbet er forbundet i serie med signalkilden, har ikke denne ulempe.
  2. ↑ Douglas Self. Design af moving-coil forforstærkere // Electronics & Wireless World. - 1987. - Nr. 12.
  3. ↑ I denne sammenhæng er det lige meget, om vi taler om øjeblikkelige eller RMS-indikatorer. I begge tilfælde er spændingen direkte proportional med vibrationshastigheden
  4. ↑ Det første ciffer henviser til stereooptagelser i henhold til GOST 7893-72, det andet - til monofonisk ifølge samme GOST, det tredje - til de specifikationer, der blev vedtaget i USSR i 1978 [40] . Lignende industristandarder blev også anvendt i vestlige lande (hvorfra det udstyr, der blev brugt i USSR af Ortofon og Georg Neumann kom fra)
  5. ↑ Forfatterne specificerer ikke, om vi taler om den første original (negativ) eller den anden (positiv). Med hensyn til betydning og forhold mellem tal er dette den anden original (positiv)
  6. ↑ Uvægtede værdier i 20-20000 Hz-båndet. Brugen af ​​et type A vægtningsfilter reducerer de beregnede værdier med 4,4 dB [67]
  7. ↑ Længden og bredden af ​​kernen i en typisk MC-transformator er ikke mere end 20 mm [73]
  8. ↑ Brugen af ​​en bipolær transistor i denne rolle ville føre til en fordobling af den aktuelle støjeffekt ved korrektorens input. Den aktuelle støj fra felteffekttransistoren er så lille, at den praktisk talt ikke påvirker lydstiens støj.
  9. ↑ Værdien af ​​signal-til-støj-forholdet afhænger både af metoden til datapræsentation (uvægtet eller vægtet støj, valget af et nominelt niveau på 5, 8 eller 10 cm/s osv.), og af impedansen af signalkilden. Der er givet tal for et standard magnethovedækvivalent med en impedans på 1 kΩ + 500 mH i forhold til en nominel vibrationshastighed på 5 cm/s [87] .
  10. ↑ Kanalstøjen fra en MOS-transistor er sammenlignelig med kanalstøjen fra en pn-junction-transistor, men derudover er MOS-transistorer karakteriseret ved et uacceptabelt højt niveau af lavfrekvent flimmerstøj [89] . I det 21. århundrede har situationen ikke ændret sig [88] .
  11. ↑ Støjsvage op-ampere med neutralisering af indgangsstrømme realiserer kun deres muligheder, når modstandene af signalkilderne for begge op-amp-indgange er de samme. Med asymmetrien af ​​inputkredsløbene, uundgåelig i korrektorer, stiger op-amp'ens støjniveau betydeligt [90] .
  12. ↑ Den ækvivalente modstand af triodens intrarørstøj (Resh) er omvendt proportional med stejlheden af ​​dens anode-gitterkarakteristik ved driftspunktet. For eksempel er Resh af en triode med en transkonduktans på 12 mA/V cirka 250 ohm [93] . En sådan triode støjer på samme måde som en ideel støjfri enhed ville lave støj, i hvilket inputkredsløb en termisk støjgenerator er inkluderet - en ekstra modstand på 250 Ω [93] . Støjtætheden af ​​en sådan triode reduceret til indgangen er 2 nV / Hz, støjspændingen reduceret til indgangen i båndet 20 ... 20000 Hz er 0,28 μV. Til sammenligning, for den støjsvage lydpentode EF86 (6Zh32P), er disse beregnede indikatorer i normal tilstand 8 nV/ Hz og 1,14 μV [94] . Den faktiske støjspænding på EF86 er ifølge udvikleren ( Mullard ) op til 2,8 μV [95] . I lampetrin med modstande yder skudstøj fra anodebelastninger også et væsentligt bidrag [96] .
  13. ↑ NE5534 er en analog, men ikke en nøjagtig kopi af "halvdelen" af NE5532. NE5532 er stabil ved enhedsforstærkning; NE5534 uden ekstern korrigeringskapacitans er kun stabil ved en forstærkning på 3 eller mere [104]
  14. ↑ Den absolutte rekord blandt enkelttransistorer (Rb ≈ 2 Ohm), fra 2010, tilhørte den udgåede (og ikke erstattet af noget) transistor 2SB737 [113] .
  15. ↑ En undtagelse er de parallelle OS-kredsløb af aktive filtre, der er forbundet direkte til hoveder med høj modstand. Modstanden i disse kredsløb skulle tværtimod være høj [22] . Men på grund af signal-til-støj-forholdet, der er værre end alternative konfigurationer, bruges aktive filtre med parallel OS praktisk talt ikke i moderne kredsløb.
  16. ↑ Ikke-lineære forvrængninger af tyndfilmschipmodstande er minimale ved store størrelser (0805, 1206) og relativt lave modstande (100 Ohm ... 7 kOhm). Med en stigning i modstand og med et fald i størrelse øges ikke-lineære forvrængninger markant [127] .

Noter

  1. ↑ Sukhov, 1985 , s. 59, 62.
  2. ↑ Jones, 2003 , s. 548, 621. Begge værdier er RMS spændingsgrænse.
  3. ↑ 12 Morgan , 2012 , s. 646.
  4. ↑ Jung, 2005 , s. 2005.
  5. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , s. 56.
  6. ↑ 1 2 Degrell, 1982 , s. 57.
  7. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 61.
  8. ↑ 1 2 3 Hood, 1997 , s. 206.
  9. ↑ 1 2 RCA-modtagerørmanual. - RCA, 1966. - S. 25-17.
  10. ↑ Hood, 1997 , s. 203, 202 (fig. 10.3.a).
  11. ↑ Hood, 1997 , s. 204-205.
  12. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , s. 184.
  13. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 77.
  14. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , s. 520.
  15. ↑ Sukhov, 1985 , s. 77-78.
  16. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 79-81.
  17. ↑ Hood, 1997 , s. 205-206.
  18. ↑ Self, 2010 , s. 187.
  19. ↑ Sukhov, 1985 , s. 82.
  20. ↑ 12 Hood , 1995 , s. 127.
  21. ↑ Sukhov, 1985 , s. 82-83.
  22. ↑ 1 2 3 H. P. Walker. Støjsvag lydforstærkere // Wireless World. - 1972. - Nr. maj. - S. 233-237.
  23. ↑ Howard, 2009 , s. 2.
  24. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 2.
  25. ↑ Self, 2010 , s. 175.
  26. ↑ Jones, 2003 , s. 599.
  27. ↑ Hood, 1997 , s. 212.
  28. ↑ White og Louie, 2005 , s. 487.
  29. ↑ Vogel, 2008 , s. 183.
  30. ↑ Vogel, 2008 , s. 183-184.
  31. ↑ Self, 2014 , s. 214, 215.
  32. ↑ Vogel, 2008 , s. 6.
  33. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 216, 245.
  34. ↑ Jones, 2003 , s. 548, 621.
  35. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 211.
  36. ↑ Self, 2010 , s. 207.
  37. ↑ Self, 2014 , s. 329, 330.
  38. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , s. 329.
  39. ↑ 1 2 3 White og Louie, 2005 , s. 61.
  40. ↑ Arshinov, V. Grammofonplader. Statsstandarder // Radio. - 1977. - Nr. 9 . - S. 42-44 .
  41. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 212.
  42. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 521.
  43. ↑ Jones, 2003 , s. 522.
  44. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 207.
  45. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , s. 208.
  46. ↑ 1 2 Apollonova og Shumova, 1978 , s. 113-114.
  47. ↑ Vogel, 2008 , s. 125.
  48. ↑ Vogel, 2008 , s. 126-127.
  49. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 139.
  50. ↑ Copeland, P. Manual of Analogue Sound Restoration Techniques  : [ arch. 22. december 2015 ]. - The British Library, 2008. - S. 148, 150.
  51. ↑ Vogel, 2008 , s. 11-12.
  52. ↑ Vogel, 2008 , s. 12-13.
  53. ↑ Galo, G. Disc Recording Equalization Demystified // ARSC Journal. - 1996. - S. 44-54.
  54. ↑ 1 2 3 Jones, 2003 , s. 516.
  55. ↑ Self, 2010 , s. 166.
  56. ↑ Self, 2014 , s. 330.
  57. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , s. 182.
  58. ↑ Self, 2014 , s. 311.
  59. ↑ 1 2 Self, 2014 , s. 256.
  60. ↑ Sukhov, 1985 , s. 61, 89-90.
  61. ↑ Sukhov, 1985 , s. 89.
  62. ↑ 1 2 3 Vogel, 2008 , s. 169.
  63. ↑ Sukhov, 1985 , s. 90-91.
  64. ↑ Vogel, 2008 , s. 22.
  65. ↑ 1 2 3 Self, 2014 , s. 331.
  66. ↑ Jones, 2003 , s. 519.
  67. ↑ Self, 2014 , s. 319.
  68. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 520-523.
  69. ↑ Apollonova og Shumova, 1978 , s. halvtreds.
  70. ↑ 1 2 3 4 5 Self, 2010 , s. 169.
  71. ↑ Vogel, 2008 , kapitel 8. RIAA-netværk.
  72. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 181.
  73. ↑ 1 2 Baxandall, 2013 , s. 2,142.
  74. ↑ Vogel, 2008 , s. 107, 110.
  75. ↑ 1 2 3 4 Vogel, 2008 , s. 44.
  76. ↑ Vogel, 2008 , s. 107.
  77. ↑ Vogel, 2008 , s. 106.
  78. ↑ Vogel, 2008 , s. 190.
  79. ↑ Baxandall, 2013 , s. 2,143.
  80. ↑ Vogel, 2008 , s. 144-146.
  81. ↑ Self, 2008 , s. 163.
  82. ↑ 1 2 Self, 2008 , s. 138.
  83. ↑ 1 2 Self, 2008 , s. 201-202.
  84. ↑ Vogel, 2008 , s. 127, 144, 145.
  85. ↑ Vogel, 2008 , s. 144.
  86. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 144, 145.
  87. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 142.
  88. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 55.
  89. ↑ Sukhov, 1985 , s. 68.
  90. ↑ 1 2 Self, 2010 , s. 97.
  91. ↑ Vogel, 2008 , s. 86.
  92. ↑ Jones, 2003 , s. 536.
  93. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 72.
  94. ↑ Vogel, 2008 , s. 74.
  95. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 534.
  96. ↑ Vogel, 2008 , s. 76.
  97. ↑ Jones, 2003 , s. 534-536, 557.
  98. ↑ Jones, 2003 , s. 529, 537.
  99. ↑ Jones, 2003 , s. 533-534, 536.
  100. ↑ Blencowe, 2016 , s. 240.
  101. ↑ Jones, 2003 , s. 561.
  102. ↑ 12 Jung , 2005 , s. 438.
  103. ↑ Self, 2010 , s. 123.
  104. ↑ Self, 2010 , s. 98.
  105. ↑ Self, 2010 , s. 95, 115, 119.
  106. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 143.
  107. ↑ Self, 2010 , s. 104-106.
  108. ↑ Sukhov, 1985 , s. 84.
  109. ↑ Self, 2010 , s. 121-124.
  110. ↑ Self, 2010 , s. 187-186.
  111. ↑ 2SC2240 Low Noise Audio Amplifier Applications (datablad) // Toshiba Datasheets. - 2003. - S. 4.
  112. ↑ Vogel, 2008 , s. 75-78.
  113. ↑ Self, 2010 , s. tyve.
  114. ↑ Vogel, 2008 , s. 43.
  115. ↑ Sukhov, 1985 , s. 64.
  116. ↑ Vogel, 2008 , s. 44-48.
  117. ↑ Hood, 1997 , s. 207.
  118. ↑ Sukhov, 1985 , s. 67, den sidste formel på siden ved L=0.
  119. ↑ Vogel, 2008 , s. 28.
  120. ↑ Sukhov, 1985 , s. 67-68.
  121. ↑ Vogel, 2008 , s. 29.
  122. ↑ Self, 2010 , s. 33-34.
  123. ↑ Sukhov, 1985 , s. 69.
  124. ↑ Self, 2010 , s. 170, 189.
  125. ↑ 1 2 Self, 2010 , s. 46.
  126. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 76.
  127. ↑ Self, 2010 , s. halvtreds.
  128. ↑ Self, 2010 , s. 44.
  129. ↑ Self, 2010 , s. 47.
  130. ↑ Self, 2010 , s. 42-47.
  131. ↑ Self, 2010 , s. 55.
  132. ↑ 12 Jung , 2005 , s. 435.
  133. ↑ Self, 2010 , s. 52, 55.
  134. ↑ 1 2 Sukhov, 1985 , s. 76-77.
  135. ↑ Self, 2010 , s. 52, 60.
  136. ↑ Self, 2010 , s. 35.
  137. ↑ Self, 2010 , s. 34.
  138. ↑ Self, 2010 , s. 35, 36.
  139. ↑ Self, 2010 , s. 36.
  140. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 228-229.
  141. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , s. 443.
  142. ↑ 1 2 Self, 2010 , s. 171.
  143. ↑ Hood, 1997 , s. 201.
  144. ↑ Aleksenko, 1985 , s. 218-219, fig. 7.12.
  145. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 4, 37.
  146. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 15, 16.
  147. ↑ Lipschitz, 1979 , s. tyve.
  148. ↑ Lipschitz, 1979 , s. 17, 27.
  149. ↑ Self, 2010 , s. 175-178.
  150. ↑ Self, 2010 , s. 168, 178.
  151. ↑ Self, 2010 , s. 169, 170.
  152. ↑ 1 2 Self, 2010 , s. 170.
  153. ↑ Self, 2010 , s. 167.
  154. ↑ Jung, 2005 , s. 438, 441.
  155. ↑ Jung, 2005 , s. 441.
  156. ↑ allaboutcircuits.com . Hentet 26. august 2017. Arkiveret fra originalen 26. august 2017.
  157. ↑ Befugtningsstrøm - Wikipedia . Hentet 26. august 2017. Arkiveret fra originalen 19. august 2017.
  158. ↑ 1 2 Self, 2010 , s. 172.
  159. ↑ 12 Vogel , 2008 , s. 238.
  160. ↑ Vogel, 2008 , s. 239.
  161. ↑ 1 2 3 Self, 2010 , s. 172-174.
  162. ↑ Vogel, 2008 , s. 190, 240.
  163. ↑ 12 Hood , 1997 , s. 203.
  164. ↑ 1 2 3 4 Jones, 2003 , s. 525.
  165. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 527.
  166. ↑ 1 2 3 Jung, 2005 , s. 445.
  167. ↑ Self, 2010 , s. 174.
  168. ↑ Jung, 2005 , s. 444.
  169. ↑ Richard Ian Doporto. Passivt udlignet RIAA Phono Preamp  : [ arch. 16. januar 2017 ] // Sonic Imagery Labs. Ansøgningsnoter til professionelle lydprodukter. - 2013. - Nr. AN-13 (marts).
  170. ↑ LME49860 44V Dual High Performance, High Fidelity Audio operationsforstærker  : [ arch. 16. januar 2017 ] // Texas Instruments. - 2007. - Nr. SNAS389B (juni). — S. 2.
  171. ↑ Jones, 2003 , s. 528.
  172. ↑ 12 Jones , 2003 , s. 526.
  173. ↑ Vogel, 2008 , s. 250.

Kilder