N-OFDM

Den aktuelle version af siden er endnu ikke blevet gennemgået af erfarne bidragydere og kan afvige væsentligt fra den version , der blev gennemgået den 1. juni 2014; verifikation kræver 141 redigeringer .

N-OFDM ( Non-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) er en digital modulationsmetode, der bruger mange tætsiddende, ikke-ortogonale frekvensunderbærere [1] [2] . Som i OFDM moduleres hver underbærebølge med et konventionelt modulationsskema (f.eks. kvadraturamplitudemodulation).

Princippet om underbærerplacering

N-OFDM-signalet er dannet af harmoniske underbærebølger, som kan fordeles i frekvens både i lige store intervaller (i dette tilfælde taler vi om ækvidistant placering af underbærere) og i forskellige frekvensintervaller (ikke-ækvidistant version af N-OFDM) . Med en ækvidistant frekvensfordeling opdeles den samlede båndbredde optaget af N-OFDM-signalet i underkanaler, hvis bredde er , hvor er varigheden af signalprøven, over hvilken FFT -operationen udføres (symbolinterval). $N$ $\Delta f$ $\Delta F$ $N$ ${\displaystyle \Delta f<1/T_{s))$ $T_{s}$

Hvis vi således skriver udtrykket for frekvensintervallet mellem underbærebølger som , vil sagen svare til OFDM , og til den ækvidistante version af N-OFDM. ${\displaystyle \Delta f=\alpha /T_{s))$ $\alpha=1$ $\alfa < 1$

Med ikke-ækvidistant placering af underbærere, i det generelle tilfælde inden for én multi-frekvenspakke, kan ikke kun frekvensintervaller kombineres , men også dem, der er iboende i OFDM ( ) og endda FDM ( ). Fordelen ved ikke-ækvidistant placering af underbærebølger er muligheden for en betydelig reduktion i estimeringsfejlene af kvadraturkomponenterne af signalamplituderne sammenlignet med et ensartet frekvensinterval [1] [2] . $\Delta f_{i}<1/T_{s}$ $\Delta f_{i}=1/T_{s}$ $\Delta f_{i}>1/T_{s}$

Kort historie om N-OFDM-teori

Prototypen af denne signalmodulationsmetode var en metode til måling af amplitude-frekvenskarakteristika (AFC) af et radioteknisk system ved hjælp af en multi-frekvens signalpakke, beskrevet i beskrivelsen af patentet fra Den Russiske Føderation for opfindelse nr. 2054684 [ 3] . I denne opfindelse blev der anvendt et optimalt estimering af amplituderne af hvert af de harmoniske signaler, identisk med det, der efterfølgende blev brugt til demodulation af N-OFDM-signaler. Den væsentlige forskel ved denne metode var, at frekvenserne af inputhandlingerne i den samlede pakke af inputsignaler kan adskilles med et frekvensinterval, der er mindre end Rayleigh-opløsningsgrænsen (bredden af frekvensresponsen af frekvensfilteret).

I 2001, Slyusarem V.I. udviklingen af N-OFDM teorien [4] [5] [6] [7] blev igangsat . Denne videnskabelige retning var en generalisering af OFDM -teknologien og er kendetegnet ved super-Rayleigh-frekvenskomprimering af signaler med efterfølgende signaldemodulation ved optimalt at løse systemet af sandsynlighedsligninger med hensyn til ukendte amplitudeestimater.

Lignende værker i udlandet udkom første gang i efteråret 2003 [8] [9] [10] [11] [12] [13] . I dette tilfælde anvendes betegnelserne NOFDM [14] , n-OFDM [15] , Spectrally Efficient FDM (SEFDM) [8] [16] osv. svarende til N-OFDM , som faktisk beskriver det kendte fra bl.a. publikationer om N-OFDM [ 3] [4] [5] [6] [7] metoder til dannelse og behandling af signaler, der ikke er ortogonale i frekvens, samt repræsenterer deres videre udvikling.

Fordele ved N-OFDM

På trods af den øgede kompleksitet af demodulerende N-OFDM-signaler sammenlignet med OFDM , giver overgangen til ikke-ortogonal underbærebølgefrekvensafstand en række fordele:

højere spektral effektivitet for at reducere signalbåndbredden og forbedre den elektromagnetiske kompatibilitet af flere terminaler
adaptiv afstemning fra frekvenskoncentreret interferens ved at ændre underbærebølgefrekvensklassificeringerne
muligheden for at tage højde for Doppler-skift af underbærefrekvenser, når du arbejder med abonnenter, der bevæger sig ved høje hastigheder
brug af forskellige frekvensplaner som en ekstra nøgle til at beskytte information mod uautoriseret adgang til kommunikationskanalen
reduktion af topfaktoren af flerfrekvenssignalblandingen

Metoder til behandling af N-OFDM-signaler

En idealiseret N-OFDM-sender

N-OFDM-signalet er summen af et sæt ikke-ortogonale underbærebølger [1] , på hvilke de data, der transmitteres ved hovedfrekvensen, uafhængigt moduleres ved hjælp af en af moduleringstyperne (BPSK, QPSK, 8-PSK, QAM , etc.). Radiofrekvensbæreren moduleres så med dette sumsignal.

$s[n]$ er en seriel strøm af binære cifre. Før signalprocessoren (DSP) konverteres denne strøm først til N parallelle strømme, hvorefter hver af dem afbildes til en symbolstrøm ved hjælp af en fase (BPSK, QPSK, 8-PSK) eller amplitude-fase kvadraturmodulation (QAM) procedure. Ved brug af BPSK-modulation opnås en strøm af binære tal (1 og -1) med QPSK, 8-PSK, QAM - en strøm af komplekse tal. Da strømmene er uafhængige, kan modulationsmetoden og derfor antallet af bits pr. symbol i hver strøm være forskellig. Derfor kan forskellige streams have forskellige bithastigheder. For eksempel er linjens båndbredde 2400 baud (tegn pr. sekund), og den første stream arbejder med QPSK (2 bits pr. symbol) og transmitterer 4800 bps, og den anden fungerer med QAM-16 (4 bit pr. symbol) og sender 9600 bps med.

Den digitale signalprocessor (DSP) bruger N samtidigt ankommende symboler, hvilket skaber det samme sæt af komplekse samples i tidsdomænet (tidsdomæne samples), svarende til summen af spændingssamples af harmoniske signaler, der ikke er ortogonale i frekvens. Dernæst konverterer digital-til-analog konvertere (DAC'er) de reelle og imaginære komponenter separat til analog form, hvorefter de modulerer henholdsvis RF cosinusbølgen og sinusoiden. Disse signaler summeres yderligere og giver det transmitterede signal s(t) .

En idealiseret N-OFDM-modtager

Modtageren modtager et signal r(t) , udtrækker cosinus ( cos ) og sinus ( sin ) kvadraturkomponenter fra det ved at gange r(t) med og - og lavpasfiltre , der frafiltrerer oscillationer i båndet omkring . De resulterende signaler digitaliseres derefter ved hjælp af analog-til-digital-konvertere (ADC), der udsættes for direkte hurtig Fourier-transformation (FFT). Dette resulterer i et N-OFDM-signal i frekvensdomænet. $\cos(2\pi f_{c}t)$ $\sin(2\pi f_{c}t)$ ${\displaystyle 2f_{c))$

Sættet af N parallelle datastrømme føres til en symboldekoder, som ved hjælp af en given algoritme konverterer den binære sekvens til informationssymboler for fasemodulation (når de bruges i en BPSK-, QPSK-, 8-PSK-sender) eller amplitude-fase- kvadratur modulering (når det bruges i en QAM-sender). Ideelt set opnås en bitstrøm, der er lig med den bitstrøm, der transmitteres af senderen.

Ortogonalisering af Gram-Schmidt og Löwdin

Til demodulation af N-OFDM-signaler blev det foreslået i [17] [18] at bruge den klassiske Gram-Schmidt (GS) signalortogonaliseringsprocedure, som gør det muligt at omdanne et lineært uafhængigt system af vektorer til et ortonormalt. Ulempen ved denne fremgangsmåde er en signifikant stigning i ortogonaliseringsfejl med en stigning i antallet af signalunderbærere i en pakke, især med en reduktion i deres frekvensseparation. Mere robust over for fejl er Löwdin-ortogonaliseringsproceduren (Per-Olov Löwdin, LO) [17] . Til sammenligning, i figur [17] . BER-værdiens afhængighed af interfrekvensintervallet for 16 og 32 underbærere under demodulation af N-OFDM-signaler ved Gram-Schmidt- og Levdin-metoderne er vist. Et træk ved disse ortogonaliseringsmetoder er behovet for amplitude-fasekorrektion af signaler efter udførelse af ortogonaliseringsproceduren, som er forbundet med de ledsagende forvrængninger af de tilsvarende underbærebølgeparametre. Korrektionskoefficienterne kan beregnes ud fra pilotsignalerne under optagelsesfasen.

Behandling af N-OFDM-signaler fra ADC-prøver

Ved behandling af analog-til-digital konverter (ADC) prøver, reduceres opgaven med at demodulere N-OFDM signaler til at løse et system af ligninger kompileret ud fra signalblandingsspændingsprøver i forhold til ukendte kvadraturkomponenter af underbærebølgeamplituder.

N-OFDM-signaler med ADC - decimering [

Essensen af denne behandlingsmulighed er, at før syntesen af frekvensfiltre ved hjælp af FFT -operationen på den modtagende side, decimeres informationsstrømmen ved yderligere gating ( decimering ) af ADC- prøverne (akkumulering i henhold til en bestemt lov i faste tidsintervaller med reset) [5] [19] Den tilsvarende behandling af signalprøver, under hensyntagen til heltalsvarigheden af stroben M ( decimeringsfaktor ), kan repræsenteres som: [19]

y[n]=\sum _{k=0}^{M-1}x[nM+k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,..,N

hvor T er prøvetagningsperioden for ADC (interval mellem prøver). - indgangsaflæsninger af signalspændinger før decimering , M - strobevarighed, - centerfrekvens af N-OFDM signalpakke. $x[nM+k]$ $f$

Hvis , så holder og derfor [19] $2\pi fkT=k\pi /2$ $e^{-i2\pi fkT}=1,e^{-i\pi /2},e^{-i\pi },...$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cos{k\pi /2}+Im(x[nM+ k] ])sin{k\pi /2})\,

Im(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cos{k\pi /2}-Re(x[nM+ k] ])sin{k\pi /2})\,

Når vi får $Im(x[nM+k])=0$

Re(y[n])=x[nM]-x[nM+2]+x[nM+4]-...,

Im(y[n])=-x[nM+1]+x[nM+3]-x[nM+5]-...

Yderligere syntese af FFT -filtre udføres i henhold til prøverne af signalblandingen dannet som et resultat af decimering [5] . Ud over at reducere kravene til ydeevnen af behandlingsanordninger gør denne decimering det muligt at øge støjimmuniteten af modtagende kanaler ved at undertrykke signalmodtagelse uden for båndet ved hjælp af decimatorens frekvensrespons . Derudover gør læsning af decimering det muligt at forenkle implementeringen af digitalt stråleformningsudstyr i tilfælde af brug af digitale antennearrays til modtagelse af N-OFDM-signaler , for eksempel i et MIMO -system .

Hvis du har brug for bedre anti-aliasing-filtrering af ADC -aflæsninger, bør du erstatte vektoren af vægtkoefficienter i det specificerede udtryk for decimeringsproceduren : $h[k]$

y[n]=\sum _{k=0}^{M-1}x[nM+k]h[k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,. .,N

Et eksempel på denne form for vægtbehandling ved er decimering med en ulige gate-varighed: [20] $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=-6[nM+1]+32x[nM+3]-52x[nM+5]+32x[nM+7]-6x[nM+9],

Im(y[n])=x[nM]-17x[nM+2]+46x[nM+4]-46x[nM+6]+17x[nM+8]-x[nM+10] .

Da decimeringen af ADC - prøverne er ledsaget af en frekvensafhængig parasitisk fasevending af alle underbærebølger, såvel som forvrængning af frekvensresponsen af FFT - filtrene under demodulationen af N-OFDM- signaler , vil estimaterne af kvadraturkomponenterne af signalamplituderne bør korrigeres for at kompensere for de angivne fase- og frekvensforvrængninger. Lignende behandling med decimering af ADC- aflæsninger kan anvendes i tilfælde af OFDM , COFDM- signaler.

Demodulation af N-OFDM-signaler fra FFT -filterudgange

En detaljeret beskrivelse af N-OFDM-demodulationsproceduren efter syntesen af frekvensfiltre ved hjælp af FFT er givet i beskrivelsen af patentet fra Den Russiske Føderation for opfindelse nr. 2054684 [3] .

Demodulation af N-OFDM-signaler uden FFT-filtersyntese

Hvis du nægter at danne FFT-filtre, er demodulation af N-OFDM-signaler mulig ved hjælp af korrelationsmetoden. Et eksempel af denne art betragtes i værket af Makarov S. B., Zavyalov S. V. [21]

Demodulation af N-OFDM-signaler baseret på wavelet-filtrering

For at demodulere N-OFDM-signaler, som er et sæt af harmoniske underbærebølger, der ikke er ortogonale i frekvens, kan wavelet - filtrering bruges på den modtagende side. I det enkleste tilfælde kan dette være et system af wavelet-filtre ortogonale i frekvens, syntetiseret på basis af wavelet-transformationer, hvilket fører til en frekvensrespons beskrevet af analytiske funktioner [22] . Et eksempel på denne slags wavelets er harmoniske bursts og Morlet wavelet [23] .

Varianter af N-OFDM-metoden

N-OFDM baseret på Hartley basis funktioner

I denne version af N-OFDM dannes signaler på den transmitterende side ved at modulere cas-funktioner i henhold til loven om pulsamplitudemodulation (PAM) eller kvadraturamplitudemodulation (QAM). På den modtagende side, i processen med signaldemodulation, estimeres amplituderne af hver af cas-funktionerne ved hjælp af maksimum sandsynlighedsmetoden eller mindste kvadraters metode [24] . I dette tilfælde kan der til behandling bruges prøver, der følger tempoet i ADC-samplingperioden eller efter deres decimering. Hartley-funktionen bruges som decimeringsfunktion. [25]

Især hvis og , så udføres decimeringen i henhold til udtrykket [25] $Im(x[nM+k])=0$ $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

Im(y[n])=-\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

N-OFDM + MIMO

Fast-OFDM

I 2002 foreslog Izzat Darwazeh og MRD Rodrigues [26] Fast-OFDM data frequency multiplexing (FOFDM) metoden, som bruger en frekvens underbærebølgeafstand, der er 2 gange mindre end i tilfældet med OFDM. Denne omstændighed giver os mulighed for at betragte Fast-OFDM med en høj grad af konditionalitet som et mellemled mellem OFDM og N-OFDM.

Fast-OFDM-metoden er baseret på det faktum, at den reelle del af korrelationskoefficienten for to komplekse underbærebølger er lig med nul, hvis frekvensafstanden mellem underbærerne er et heltal på 1/(2T) (T er akkumuleringsintervallet) (halv-symbol interval mellem underbærere.). Det er væsentligt, at på trods af den dobbelte frekvensmultipleksing sammenlignet med OFDM, forbliver signalerne ortogonale i forhold til hinanden. På fig. spektret af en signalpakke på 32 underbærebølger er illustreret i tilfælde af OFDM- og Fast-OFDM-modulationer [17] . Det skal især bemærkes, at når frekvensmultipleksingen øges, falder niveauet af signaludsendelse uden for båndet.

Det er dog vigtigt at bemærke, at gevinsten i spektral effektivitet i forhold til OFDM i tilfælde af Fast-OFDM kun er mulig, når der bruges den reelle repræsentation af signaler og endimensionelle (reale) modulationsskemaer - BPSK eller M-ary SPØRG. Ellers kan den information, der transmitteres ved hjælp af Fast-OFDM-signaler, ikke gendannes på den modtagende side.

En så væsentlig mangel forhindrede imidlertid ikke forfatterne af denne metode i at fortsætte med at studere dens muligheder [27] [28] [29] og bringe udviklingen af den tilsvarende teori til eksperimentelle demonstrationer i fiberoptiske datatransmissionssystemer [30] [ 31] [32] For eksempel faktum [32] datatransmission ved 20 Gigabit/s ved hjælp af 4-ASK F-OFDM-modulation over fiberoptisk kabel over en afstand på 840 km. I dette tilfælde anvendes en diskret cosinustransformation til frekvensvalg af underbærebølger i stedet for FFT. Når man tager analysen af Fast-OFDM's muligheder i betragtning, ser en radikal overgang til superopløsning i spektralområdet ud til at være mere lovende, hvilket gør det muligt at placere signalfrekvenser tættere, hvilket gør dem ikke-ortogonale i forhold til hinanden.

FBMC

FBMC _ _ _ _ _

Desværre blev navnet på metoden ikke valgt særlig godt, da det ikke tillader en entydigt at bedømme essensen af metoden: for eksempel falder OFDM , som bruger en hurtig Fourier transformation (FFT) filterbank, også ind under denne definition .

Faktisk er FBMC-teknologien, der præsenteres i udenlandske publikationer, baseret på brugen i sende- og modtagesegmenterne af en ekstra filtrering med høj frekvensselektivitet sammenlignet med den hurtige Fourier-transformation . Dette giver dig mulighed for betydeligt at undertrykke out-of-band-stråling, samt øge den spektrale effektivitet af et multi-frekvenssignal og støjimmuniteten af kommunikationskanaler. Den mest udbredte yderligere filtrering er ved vægtet summering af svarene fra flere FFT-filtre, for eksempel ved et Hamming-vægtvindue.

I publicerede værker om FBMC-metoden bruges ofte frekvensafstanden mellem underbærebølger , der er karakteristiske for OFDM [34] [35] . Samtidig ligger forskellen i tilfældet med FBMC i et markant reduceret niveau af out-of-band-modtagelse.

Men i lighed med Fast-OFDM-metoden kan der i tilfælde af FBMC også opnås frekvensmultipleksing af kanaler svarende til et halvsymbolinterval mellem underbærebølger [36] . Dette faktum giver os mulighed for at klassificere FBMC med en vis grad af konventionalitet som en klasse af metoder med ikke-ortogonale frekvenssignaler (Non-Orthogonal Waveform).

Et af de første russisksprogede værker om analyse af den udenlandske version af FBMC-metoden blev præsenteret i maj 2012 på den all-russiske videnskabelige og tekniske konference for studerende, postgraduates og unge videnskabsmænd "Scientific Session TUSUR-2012" på Tomsk State University of Control Systems and Radioelectronics (TUSUR) [37]

Historien om FBMC - metoden stammer fra værker dedikeret til at løse problemet med at undertrykke sidesløjferne af frekvensresponsen af filtre syntetiseret baseret på den hurtige Fourier - transformation . I dette tilfælde, i modsætning til FBMC-metoden, blev sidesløjferne af frekvensresponsen undertrykt ikke for hvert FFT-filter, men for hele deres bank som helhed. En af de første publikationer af denne art var afhandlingen af Eric Phillip Lawrey [38] , hvori det for at undertrykke sidesløjfer blev foreslået at anvende foreløbig digital filtrering af OFDM -signalprøver opnået fra ADC-udgangen, baseret på FIR-filtre med vægtningskoefficienter svarende til kendte vægt "vinduer" såvel som "vinduer" foreslået af Lawrey selv.

I udviklingen af denne tilgang blev ideen om at syntetisere en frekvensfilterbank i modtagesegmentet ved hjælp af vægtet summering af FFT-filtersvar, svarende til FBMC, foreslået i april 2004 [39] . I dette tilfælde blev yderligere filtrering af multi-frekvenssignaler brugt før udførelse af Fourier-transformationen for at undertrykke sidesløjferne af frekvensresponsen af frekvensfiltrene. Til dette blev en vægtet summering af svarene fra tre frekvensdecimatorfiltre brugt, syntetiseret ved hjælp af den hurtige Fourier-transformation :

w={\frac {U_{1}+\beta U_{2}+U_{3}}{\beta }}

hvor , , er de indledende svar af Fourier-transformationen, er resultatet af den windowed transformation, svarer til Hann (Hanning) vinduet, - til Hamming -vinduet [2] [39] . Implementeringen af den specificerede vægtning udføres i den glidende vinduestilstand på rækken af svar fra Fourier-transformationen. $U_{1}$ $U_{2}$ $U_{3}$ $w$ $\beta=2$ $\beta =0.53836/0.23082$

Da det under visse love for vægtet summering af FFT-filterresponser (Hamming, Hanning (Hanna) osv.) er muligt analytisk at beskrive ændringsloven i frekvensresponsen for de resulterende filtre, der danner filtreringsbanken, intervallet mellem underbærere kan indstilles til mindre end halvdelen af symbolintervallet. Som følge heraf vil der være en hybrid af N-OFDM og FBMC teknologi ( N-OFDM+FBMC ).

På nuværende tidspunkt kendes generaliseringer af FBMC under hensyntagen til brugen af MIMO- princippet ( FBMC + MIMO ).

En variation af FBMC er brugen af wavelet -filtrering af de modtagne N-OFDM-signaler [22] .

GFDM

GFDM ( engelsk Generalized Frequency Division Multiplexing ) - en generaliseret metode til frekvensdiskret multipleksing

N-OFDM+UFMC

UFMC ( eng. universal filter multi-carrier ) er en universel filtreringsteknologi til flere underbærere. Giver filtrering af grupper af ortogonale underbærere i senderen for at reducere stråling uden for båndet og reducere beskyttelsesintervallet mellem tilstødende datakanaler [40] [41] .

UFMC kan anvendes i tilfælde af N-OFDM-signaler ud over at filtrere individuelle underbærebølgegrupper i modtageren [40] .

Relevansen af N-OFDM-teorien

Kommunikation

N-OFDM-metoden blev betragtet som en prototype af det teknologiske grundlag for 5G -kommunikationsnetværk , hvis fysiske lag var planlagt til at blive implementeret på ikke-ortogonale signaler (Methodology for 5G Physical Layer Based on Non-ortogonal Waveforms). Det europæiske projekt til standardisering af behandlingen af ikke-ortogonale signaler til 5G-netværk har fået navnet 5GNOW (5th Generation Non-Orthogonal Waveforms). Projektwebsted http://www.5gnow.eu/ . Varianter af den ikke-ortogonale klasse af signaler FBMC, GFDM osv. blev betragtet som kandidater til standardisering.

Radar

N-OFDM-signaler kan bruges til at løse radarproblemer, herunder i integrerede radarkommunikationssystemer baseret på MIMO -teknologi [42] .

Noter

↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Ikke-ortogonale frekvensmultipleksende (N-OFDM) signaler. Del 1. . Teknologier og kommunikationsmidler. - 2013. - Nr. 5. S. 61 - 65. (2013). Dato for adgang: 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 6. april 2016. (ubestemt)
↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Ikke-ortogonale frekvensmultipleksende (N-OFDM) signaler. Del 2. . Teknologier og kommunikationsmidler. - 2013. - Nr. 6. C. 60 - 65. (2013). Hentet 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 19. juni 2018. (ubestemt)
↑ 1 2 3 Slyusar, V.I. Den Russiske Føderations patent nr. 2054684, G01R23/16. Metode til måling af amplitude-frekvenskarakteristika. - 1992. . Udgivet 20.02.96, Bull. nr. 5. (1992). Hentet 8. august 2017. Arkiveret fra originalen 8. august 2017. (ubestemt)
↑ 1 2 Sliusar, Vadym Ivanovych; Smoliar Viktor Hryhorovych. Klappe. af Ukraine nr. 47835 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Metode til frekvensdelingsmultipleksing af Nsrrow-båndinformationskanaler. . Appl. nr. 2001106761, Prioritetsdata 03.10.2001. - Officielle publikationsdata 15.07.2002, officiel bulletin nr. 7. (2002). Dato for adgang: 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 4. marts 2016. (ubestemt)
↑ 1 2 3 4 Sliusar, Vadym Ivanovych; Smoliar Viktor Hryhorovych, Stepanets Anatolii Mykhailovych, Sliusar Ihor Ivanovych. Klappe. af Ukraine nr. 47918 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Metode til Frequency-Division Multiplexing af Nsrrow-Band informationskanaler. . Appl. nr. 2001117512, Prioritetsdata 05.11.2001. - Officielle publikationsdata 15.07.2002, officiel bulletin nr. 7 (2002). Dato for adgang: 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 4. marts 2016. (ubestemt)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Frekvensmultipleksering af kommunikationskanaler baseret på super-Rayleigh opløsning af signaler. . Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 2003. - Bind 46, nr. 7. C. 30 - 39. (2003). Hentet 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 29. august 2018. (ubestemt)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Metode til ikke-ortogonal diskret frekvensmodulation af signaler til smalbåndskommunikationskanaler. . Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 2004. - Bind 47, nr. 4. C. 53 - 59. (2004). Hentet 31. maj 2014. Arkiveret fra originalen 29. august 2018. (ubestemt)
↑ 1 2 M. R.D. Rodrigues og I. Darwazeh. A Spectrally Efficient Frequency Division Multiplexing Based Communications System.// InOWo'03, 8th International OFDM-Workshop, Proceedings, Hamburg, DE, September 24-25, 2003. - https://www.researchgate.net/publication/309373002 Archived kopi dateret 1. november 2018 på Wayback Machine
↑ Masanori Hamamura, Shinichi Tachikawa. Forbedring af båndbreddeeffektivitet for multi-carrier-systemer. //15. IEEE internationale symposium om personlig, indendørs og mobil radiokommunikation, vol. 1, okt. 2004, s. 48 - 52.
↑ Li. DB En højspektral effektivitetsteknologi og metode til overlappet frekvensdelingsmultipleksing [P]. 2006, PCT/CN2006/002012 (på kinesisk)
↑ Xing Yang, Wenbao Ait, Tianping Shuait, Daoben Li. En hurtig afkodningsalgoritme for ikke-ortogonale frekvensdivisionsmultipleksende signaler // Kommunikation og netværk i Kina, 2007. CHINACOM '07. — 22-24 Aug. 2007.- S. 595-598.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues og I. Darwazeh, "En kombineret MMSE-ML-detektion for et spektralt effektivt ikke-ortogonalt FDM-signal," i Broadband Communications, Networks and Systems, 2008. BROADNETS 2008. 5th International Konference den sept. 2008, s. 421-425.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues og I. Darwazeh, "Spektralt effektive FDM-signaler: Båndbreddeforstærkning på bekostning af modtagerkompleksitet," i IEEE International Conference on Communications, 2009. ICC '09., juni 2009 , pp. 1-6.
↑ Bharadwaj, S., Nithin Krishna, BM; Sutharshun, V.; Sudheesh, P.; Jayakumar, M. Low Complexity Detection Scheme for NOFDM Systems Based on ML Detection over Hyperspheres.//Devices and Communications (ICDeCom), 2011 International Conference on. — 24-25 Febr. 2011. - S. 1-5.
↑ Ahmad, Norulhusna; S-Yusof, S. Kamilah; Fisal. Norsheila; Anwar, Khoirul; Matsumoto, Tad. Soft-feedback MMSE-udligning for Nonorthogonal Frequency Division Multiplexing (n-OFDM) Signal Detection.// 2012 International ITG Workshop on Smart Antennas (WSA). - 2012-03-07. — P.p. 248-255. — https://dspace.jaist.ac.jp/dspace/bitstream/10119/10532/1/17698.pdf Arkiveret 7. august 2017 på Wayback Machine .
↑ Safa Isam A Ahmed. Spektralt effektive FDM-kommunikationssignaler og transceivere: design, matematisk modellering og systemoptimering.//En afhandling afleveret til graden ph.d. — Forskningsgruppen for kommunikation og informationssystemer Institut for Elektronik- og Elektroteknik University College London. — oktober 2011.- http://discovery.ucl.ac.uk/1335609/1/1335609.pdf Arkiveret 2. november 2018 på Wayback Machine
↑ 1 2 3 4 5 Darwazeh Izzat. Et nyt kig på Frequency Division Multiplexing; Fungerer under ortogonalitetsgrænsen.//Den 2. IET internationale konference om trådløse, mobile og multimedienetværk (ICWMMN 2008). - Beijing, Kina. - okt. 12-15, 2008.
↑ Ioannis D. Kanaras. Spektralt effektive multibærekommunikationssystemer: Signaldetektering, matematisk modellering og optimering. En afhandling afleveret til doktorgraden i filosofi. - Forskningsgruppen for kommunikation og informationssystemer, Institut for Elektronik- og Elektroteknik, University College London. - juni 2010. - 214 s. - http://discovery.ucl.ac.uk/766544/1/766544.pdf Arkiveret 2. november 2018 på Wayback Machine .
↑ 1 2 3 Slyusar V. I. Syntese af algoritmer til måling af rækkevidden af M kilder med yderligere gating af ADC-aflæsninger.// Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronik - 1996. - Bind 39, nr. 5. - C. 55 - 62 .
↑ Slyusar V.I., Zhivilo E.A. Digital filtrering svarende til en tandem kvadraturdecimator. //VI International Scientific and Technical Symposium "New Technologies in Telecommunications" (GUIKT-Karpaty '2013), 21. - 25. januar 2013. - Karpaty, Vyshkov. - C. 41 - 43. [https://web.archive. org /web/20160406103605/http://slyusar.kiev.ua/VYSHKIV_2013_2.pdf Arkiveret 6. april 2016 på Wayback Machine ]
↑ Makarov S. B., Zavyalov S. V. Forbedring af støjimmuniteten ved kohærent modtagelse af ikke-ortogonale multifrekvenssignaler.//Videnskabelige og tekniske udsagn fra St. Petersburg State Polytechnic University. Informatik. Telekommunikation. Styring. — Udgave 2(193)/2014. - C.45 - 54 _
↑ 1 2 Slyusar V.I. Wavelet-koncept til N-OFDM-signaler. // II All-ukrainsk videnskabelig og teknisk konference "Problems of Infocommunication", Poltava - Kiev - Kharkiv, 20-21 bladfald, 2018 - C. 39-41. [1] Arkiveret 5. juli 2019 på Wayback Machine
↑ Arshakyan A.A. Larkin E.V. Frekvenskarakteristika for filtre, der adskiller harmoniske komponenter.// Proceedings of the Tula State University. Teknisk videnskab. - 2012. [2]
↑ Vasiliev K. A. Potentielle grænser for frekvensmultipleksering af N-OFDM-signaler baseret på Hartley-transformationen med kvadraturamplitudemodulation af frekvensbærere.// Kontrolsystemer, navigationskommunikation, 2008, udgave 2(6). - S. 149 - 152.
↑ 1 2 Ukraines patent for brugsmodel nr. 41297. IPC (2006) G01S7 / 36, H03D13 / 00. En metode til yderligere gating af aflæsninger af en analog-til-digital konverter. // Slyusar V.I., Vasiliev K.A. - Ansøgning om Ukraines patent på en brugsmodel nr. U200900296 dateret 15.01.2009. - Patent publ. 12. maj 2009, bul. nr. 9. [3] Arkiveret 20. april 2016 på Wayback Machine
↑ MRD Rodrigues, Izzat Darwazeh. Fast OFDM: A Proposal for Double the Data Rate of OFDM Schemes.// International Conference on Communications, ICT 2002, Beijing, Kina, juni 2002. - Pp. 484 - 487
↑ Dimitrios Karampatsis, MRD Rodrigues og Izzat Darwazeh. Implikationer af lineær fasespredning på OFDM- og Fast-OFDM-systemer.// London Communications Symposium 2002. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2002/LCS112.pdf Arkiveret 23. juli 2015 kl. Wayback- maskinen .
↑ D. Karampatsis og I. Darwazeh. Ydeevnesammenligning af OFDM og FOFDM kommunikationssystemer i typiske GSM flervejsmiljøer. // London Communications Symposium 2003 (LCS2003), London, Storbritannien, pp. 360 – 372. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2003/94.pdf Arkiveret 23. juli 2015 på Wayback Machine .
↑ K. Li og I. Darwazeh. Systemsammenligningsydelse af Fast-OFDM-system og overlappende Multi-carrier DS-CDMA-skema.// London Communications Symposium 2006. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2006/54.pdf Archived kopi dateret 23. juli 2015 på Wayback Machine .
↑ E. Giacomidis, I. Tomkos og J.M. Tang. Ydeevne af optisk Fast-OFDM i MMF-baserede links. // Optical Fiber Communication Conference and Exposition (OFC/NFOEC), 2011 og National Fiber Optic Engineers Conference. - 6.-10. marts 2011.
↑ E. Giacomidis, SK Ibrahim, J. Zhao, JM Tang, AD Ellis og I. Tomkos. Eksperimentelle og teoretiske undersøgelser af intensitetsmodulering og direkte detektion af optisk hurtig-OFDM over MMF-links.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24, nr. 1, 1. januar 2012. – S. 52-54.
↑ 1 2 Jian Zhao og Andrew Ellis. Transmission af 4-ASK optisk hurtig OFDM med kromatisk spredningskompensation.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24, nr. 1, 1. januar 2012. – S. 34 - 36.
↑ Bellanger MG FBMC fysisk lag: en primer / MG Bellanger et al. - januar 2010.
↑ Farhang-Boroujeny B. OFDM Versus Filter Bank Multicarrier//IEEE Signal Processing M agazine.— 2011.— Vol. 28, nr. 3.— S. 92—112.
↑ V. V. Vityazev, A. A. Ovinnikov. Metoder til analyse/syntese af signaler i trådløse kommunikationssystemer med flere bærere.//Elektrokommunikation. - nr. 9, 2013. - S. 28-32.
↑ Behrouz Farhang-Boroujeny. Filter Bank Multicarrier til næste generation af kommunikationssystemer.//Virginia Tech Symposium on Wireless Personal Communications. 2.-4. juni 2010
↑ Balashova K. V., Lobanov N. A., Dolgikh D. A. Filterbank multicarrier modulator // Videnskabelig session TUSUR-2012: mater. Vseros. sci.-tech. konf. studerende, kandidatstuderende og unge videnskabsmænd "Scientific session TUSUR-2012", dedikeret til 50-årsdagen for TUSUR, 16.-18. maj 2012. Tomsk, 2012. Del 2. S. 75-78.
↑ Eric Phillip Lawrey BE (Hons). Adaptive teknikker til flerbruger OFDM. // Speciale til doktorgraden i filosofi i elektro- og computerteknik. - School of Engineering, James Cook University. - December 2001. - http://www.skydsp.com/resources/OFDM_thesis_lawrey.PDF Arkiveret 5. marts 2016 på Wayback Machine
↑ 1 2 Slyusar V. I., Korolev N. A. Vashchenko P. A. En metode til at øge frekvensselektiviteten af cellulære kommunikationssystemer ved hjælp af digital beamforming. // Sammendrag af yderligere ХІV NTK. Del 1. - Zhytomyr: ZHVIRE. - 2004. - S. 77. [4] Arkivkopi af 22. august 2021 på Wayback Machine
↑ 1 2 Slyusar V.I. Integration af N-OFDM og UFMC. // Proceedings of the IV International Scientific and Practical Conference "Information Security and Computer Technologies": abstracts, 15. - 16. april 2021. - Kropyvnytskyi, 2021. - C. 48. - DOI: 10.13140 / RG.2.2.234786. [5] Arkiveret 22. august 2021 på Wayback Machine
↑ Grishin I.V., Kalinkina A.A. Gennemgang af metoder til multifrekvenssignalmodulation i moderne trådløse netværk.//Informationsteknologier og telekommunikation. - Bind 8, nr. 2. - 2020. - C. 55 - 67.
↑ Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. Grundlæggende for militær-teknisk forskning. Teori og anvendelser. Bind. 2. Syntese af informationsstøtte til våben og militært udstyr.//Red. A.P. Kovtunenko // - Kiev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7. [6] .

Litteratur

Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. Grundlæggende for militær-teknisk forskning. Teori og anvendelser. Bind. 2. Syntese af informationsstøtte til våben og militært udstyr.//Red. A.P. Kovtunenko // - Kiev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7 - 98; 354 - 521. [7] .

N-OFDM

Princippet om underbærerplacering

Kort historie om N-OFDM-teori

Fordele ved N-OFDM