Klasser af elektroniske forstærkere og driftstilstande for aktive forstærkere ( rør eller transistorer ) er traditionelt angivet med bogstaver i det latinske alfabet . Bogstavbetegnelserne for forstærkningsklasser kan yderligere specificeres med et suffiks, der angiver tilstanden til at matche det kraftige trin med signalkilden (AB1, AB2 osv.) og med belastningen (F1, F2, F3). Enheder, der kombinerer egenskaberne for to "enkeltbogstavs"-klasser, kan allokeres til specialklasser, angivet med en kombination af to bogstaver (AB, BD, DE og forældet BC).
Den første bogstavklassifikation, som stadig er gyldig i dag (mode A, B og C), blev dannet i 1920'erne og blev suppleret med mode, eller klasse, D i 1955. Produktionen af højfrekvente effekttransistorer , som begyndte i 1960'erne, gjorde det muligt at bygge økonomiske transistorforstærkere af radiofrekvenser af klasse E og F. Den konsekvente forbedring af klasse B audio-frekvens transistor effektforstærkere førte til udviklingen af klasse G- og H-forstærkere. Der er ikke noget samlet register over forstærkningsklasser, derfor kan det samme bogstav (f.eks. S) inden for forskellige elektronikområder eller på forskellige markeder betegne fundamentalt forskellige enheder. Kredsløb kendt i Europa og Japan som klasse G er klasse H i USA og omvendt [1] . Et bogstav, der er meget udbredt inden for et elektronikområde (klasse F med dets afledte F1, F2, F3 osv.) kan betragtes som "gratis" i et andet felt [2] . Derudover er der "klasser af forstærkere" - varemærker tilhørende produktionsvirksomheder og private tekniske løsninger bag dem. Nogle af dem, for eksempel strukturelt lignende "klasse S" og "klasse AA" lydfrekvensforstærkere , er beskrevet detaljeret i litteraturen, andre er kun kendt fra producenternes reklamer.
I 1919 offentliggjorde Bell Labs ingeniør John Morecroft og hans praktikant Harald Fries en analyse af driften af en vakuumtriode i en radiobæreoscillator . I dette arbejde blev lampens driftstilstande bestemt for første gang uden afskæring (tilstand A), med afbrydelse i en halv periode (tilstand B) og i mere end en halv periode (tilstand C). I 1928 publicerede Norman McLachlan i Wireless World den første detaljerede analyse af en push-pull-kaskade i tilstandene A, B og C. I 1931 anerkendte American Institute of Radio Engineers (IRE) denne klassifikation som industristandarden. Forstærkerens driftstilstand, mellem mode A og B, blev kaldt AB-mode og blev meget brugt i rørteknologi, og konceptet med den introducerede BC-mode blev ikke slået rod [3] [4] [5] [6 ] . I 1950'erne blev klassifikationen suppleret med en tilstand, eller klasse D - en tilstand, hvor de aktive elementer i kaskaden fungerer i en nøgle (puls) tilstand. Med overgangen fra industrien til transistorer blev begreberne A, AB, B og C tilpasset den nye elementbase, men ændrede sig ikke fundamentalt.
IRE-standarden blev formuleret i forhold til valget af styrespændinger på lampens gitter, hvilket giver kontinuerlig (A) eller intermitterende (B og C) anodestrøm. Inden for andre grene af elektronik er der udviklet andre ækvivalente formuleringer: designerne af radiomodtagere opererede med konceptet om ledningsvinklen for et harmonisk signal , designerne af lavfrekvente forstærkere og DC-forstærkere - ved at vælge driftspunktet på overførsel (anode-gitter) eller output ( spænding-ampere ) karakteristisk for lampen.
I russisk teknisk litteratur er begreberne tilstande og klasser A, AB, B og C tæt på, men ikke udskiftelige. Begrebet en tilstand anvendes på en enkelt transistor eller en lampe i et forstærkertrin ("Mode A" refererer til en sådan driftstilstand for et forstærkerelement ... " [7] ), begrebet en klasse anvendes på et forstærkertrin eller til en forstærker som helhed. I engelsksproget litteratur anvendes i alle tilfælde det eneste klassebegreb ("klasse").
Mode A er en sådan driftsform for forstærkerelementet (transistor eller lampe), hvor strømmen, der strømmer gennem forstærkerelementet, ikke afbrydes for enhver tilladte øjeblikkelige værdier af indgangssignalet (spænding eller strøm) . Forstærkerelementet går ikke ind i cutoff-tilstand, det er ikke afbrudt fra belastningen, derfor gentager formen af strømmen gennem belastningen mere eller mindre nøjagtigt inputsignalet. I et særligt tilfælde af en harmonisk oscillationsforstærker er modus A en modus, hvor strøm løber gennem forstærkerelementet i hele perioden , dvs. ledningsvinklen 2Θ c er 360° [8] [9] .
Mere stringente definitioner fastsætter ikke kun afskæringens utilladelighed, men også afvisningen af mætning (begrænser den maksimale strøm) af forstærkerelementet. Ifølge definitionen af M. A. Bonch-Bruevich , "tilstand A er kendetegnet ved, at under påvirkning af et signal går driftspunktet ikke ud over det næsten retlinede afsnit af lampens dynamiske karakteristika. Samtidig er ikke-lineære forvrængninger minimale, men effektiviteten af kaskaden viser sig at være lav "på grund af behovet for at føre en betydelig hvilestrøm gennem forstærkerelementet [10] . I transistorradioteknik kaldes en kaskade, der opfylder den citerede definition underspænding, og en kaskade, hvor mætning eller strømbegrænsning observeres ved signalets top, kaldes overspænding ("spænding" i denne sammenhæng er et relativt mål for inputtet signalamplitude). Driftstilstanden på grænsen mellem understressede og overbelastede tilstande kaldes kritisk [11] [12] .
Forstærkerelementets hvilestrøm i tilstand A skal som minimum overstige den spidsstrøm, som kaskaden giver belastningen. Den teoretiske effektivitet af en sådan kaskade med uforvrænget gengivelse af signaler med den maksimalt tilladte amplitude er 50 % [13] ; i praksis er det meget lavere. I single-endede transistoriserede effektforstærkere er effektiviteten normalt 20%, det vil sige for 1 W maksimal udgangseffekt skal udgangstransistorerne aflede 4 W varme. På grund af vanskeligheder med varmeafledning har klasse A transistor UMZCH, i modsætning til deres lampemodstykker, ikke modtaget distribution [14] . I enkelt-cyklus-kaskader af bredbånd med lav effekt er tilstand A tværtimod den eneste mulige løsning. Alle andre tilstande (AB, B og C) i enkelt-cyklus omskiftning er karakteriseret ved uacceptabelt høje ikke-lineære forvrængninger. I smalbånds RF-forstærkere kan de harmoniske , der genereres af cutoff af forstærkerelementet, effektivt filtreres fra, men i bredbåndsforstærkere (UHF, videoforstærkere, instrumenteringsforstærkere) og DC-forstærkere er dette ikke muligt.
I tilstand B er forstærkerelementet i stand til at gengive enten kun positive (rør, npn-transistorer) eller kun negative (pnp-transistorer) indgangssignaler. Ved forstærkning af harmoniske signaler er ledningsvinklen 180° eller lidt større end denne værdi.
Mode AB ligger mellem mode A og B. Forstærkerens hvilestrøm i mode AB er væsentligt større end i mode B, men væsentligt mindre end den strøm, der kræves til mode A. Ved forstærkning af harmoniske signaler leder forstærkerelementet strøm i de fleste af perioden: en halvbølge af inputsignalet (positiv eller negativ) gengives uden forvrængning, den anden er stærkt forvrænget. Ledningsvinklen 2Θc af en sådan kaskade er meget større end 180° men mindre end 360°.
Den begrænsende effektivitet af en ideel kaskade i mode B på et sinusformet signal er 78,5 % [15] , en reel transistorkaskade er cirka 72 %. Disse indikatorer opnås kun, når udgangseffekten P er lig med den maksimalt mulige effekt for en given belastningsmodstand Pmax ( Rn ). Når udgangseffekten falder, falder effektiviteten, og det absolutte energitab i forstærkeren stiger. Med en udgangseffekt lig med 1/3 P max (R n ), når tabene af en reel transistorkaskade et absolut maksimum på 46 % af P max (R n ), og effektiviteten af kaskaden falder til 40 %. Med et yderligere fald i udgangseffekten falder de absolutte energitab, men effektiviteten fortsætter med at falde [16] .
For at gengive en halvbølge af indgangssignalet uden forvrængning i nulkrydsningsområdet skal forstærkeren forblive lineær ved nul indgangsspænding - derfor er forstærkningselementerne i mode B altid sat til en lille, men ikke nul, stillestrøm. I røreffektforstærkere i mode B er hvilestrømmen 5 ... 15 % af den maksimale udgangsstrøm, i transistorforstærkere - 10 ... 100 mA pr. transistor [17] [18] . Alle disse forstærkere er push-pull: den ene arm af forstærkeren gengiver en positiv halvbølge, den anden en negativ. Ved udgangen tilføjes begge halvbølger, hvilket danner en minimalt forvrænget forstærket kopi af inputsignalet. Ved lave øjeblikkelige værdier af udgangsspændingen (flere hundrede mV i transistorforstærkere) fungerer en sådan kaskade i tilstand A, ved højere spændinger lukker en af armene, og kaskaden skifter til tilstand B.
I moderne litteratur er der ingen konsensus om klassificeringen af sådanne push-pull transistortrin. Ifølge John Lindsey Hood og Bob Cordell skal de betragtes som AB-tilstand [19] [20] . Ifølge G. S. Tsykin , Douglas Self og A. A. Danilov er dette mode B. Fra deres synspunkt begynder en fuldgyldig AB-tilstand ved væsentligt højere hvilestrømme (og er ledsaget af et lavere niveau af transient forvrængning) [21] [ 22] [23] .
I C-tilstand, såvel som i B-tilstand, gengiver forstærkerelementet kun positive eller kun negative indgangssignaler. Forstærkerelementets arbejdspunkt er dog valgt således, at ved nul indgangsspænding (eller ved nul styrestrøm) er forstærkerelementet låst. Strømmen gennem forstærkerelementet opstår først efter, at styresignalet passerer gennem nul; hvis dette signal er harmonisk, så gengiver forstærkeren én forvrænget halvbølge (ledningsvinklen er mindre end 180°) [24] . I underspændingstilstand C er indgangssignalets amplitude lille, så forstærkeren er i stand til at gengive toppen af denne halvbølge. I overspændingstilstand C er amplituden af indgangssignalet så stor, at forstærkeren forvrænger (afbryder) toppen af halvbølgen: et sådant trin konverterer det sinusformede indgangssignal til trapezformede strømimpulser . Den begrænsende teoretiske effektivitet for en underspændingsforstærker i mode C, såvel som i mode B, er 78,5 %, overspænding - 100 % [15] . På grund af høj ikke-lineær forvrængning er C-mode forstærkere, selv push-pull forstærkere, uegnede til at gengive bredbåndssignaler (lyd, video, DC). I resonansforstærkere af radiosendere er de tværtimod meget brugt på grund af deres høje effektivitet. [24] .
I den engelsksprogede litteratur omtales både underspændings- og overspændingstilstande som "klassisk" eller "rigtig" tilstand C ( klassisk Klasse C, ægte Klasse C ) . Moderne radiofrekvenseffektforstærkere fungerer normalt i en anden "blandet" mode C ( engelsk mixed-mode Class C ), som nogle gange er tildelt en speciel "CD mode". I løbet af en periode passerer transistoren på en sådan forstærker sekventielt gennem fire faser - afskæring, stigning i kollektorstrøm, mætning og fald i strøm, og varigheden af de aktive faser (stigning og fald i strøm) er sammenlignelig med varigheden af cutoff- og mætningsfaser [25] .
Ideen om en forstærker med pulsstyring af udgangsrør blev foreslået af DV Ageev ( USSR , 1951) [26] og Alec Reeves ( Storbritannien ) [27] . I 1955 kaldte Roger Charbonnier ( Frankrig ) først sådanne enheder for klasse D-forstærkere, og et år senere kom dette navn ind i amatørradiopraksis [26] . I 1964 blev de første klasse D UMZCH transistorer udgivet i Storbritannien, som ikke havde kommerciel succes, i 1974 og 1978 gjorde Infinity og Sony lige så mislykkede forsøg [28] . Masseproduktion af forstærkere af denne klasse blev først mulig efter debugging af produktionen af power MIS transistorer , som fandt sted i første halvdel af 1980'erne [29] .
I tilstand C kan udgangstransistorernes strømbølgeform tage form af næsten rektangulære impulser. I tilstand D er denne form for strøm iboende per definition: transistoren er enten låst eller helt åben. Modstanden af den åbne kanal af moderne power MOS-transistorer måles i tiere og enheder af milliohm, derfor kan vi som en første tilnærmelse antage, at i mode D fungerer transistoren uden effekttab. Virkningsgraden af reelle klasse D-forstærkere er cirka 90 %, i de mest økonomiske prøver 95 %, mens den afhænger lidt af udgangseffekten [30] . Kun ved lave udgangseffekter, 1 W eller mindre, taber klasse D-forstærkeren i strømforbrug til klasse B-forstærkeren [31] .
På trods af konsonansen med det engelske digitale ("digital"), er klasse D-forstærkere generelt ikke digitale enheder. Det enkleste og mest almindelige klasse D-forstærkerkredsløb med synkron pulsbreddemodulation (PWM) er et helt analogt kredsløb . Den er baseret på en trekantet mastersignalgenerator , hvis frekvens normalt er 500 kHz, en højhastighedskomparator og en pulsformer , der åbner udgangstransistorerne. Hvis den øjeblikkelige værdi af indgangsspændingen overstiger spændingen ved udgangen af generatoren, sender komparatoren et signal for at åbne transistorerne på oversiden, hvis ikke, så for at åbne transistorerne på den nederste side. Pulsformeren forstærker disse signaler ved skiftevis at åbne transistorerne på de øvre og nedre skuldre, og LC-filteret, der er forbundet mellem dem og belastningen, udjævner den strøm, der gives til belastningen. Ved udgangen af forstærkeren er der en forstærket og demoduleret kopi af indgangsspændingen renset for højfrekvent interferens [32] [33] .
Det analoge PWM-kredsløb er stabilt ved enhver udgangsspænding [31] , men tillader ikke opnåelse af højkvalitetslydgengivelse , selvom det er dækket af feedback . Klasse D ikke-lineær forvrængning har flere årsager: triangulær bølgeformgenerator ikke-linearitet, outputfilterinduktor ikke-linearitet og ikke-linearitet på grund af dødtid mellem skift på høj- og lavsiden af forstærkeren . I modsætning til traditionelle forstærkere, som til en vis grad undertrykker forsyningsspændingernes ustabilitet, passerer lavfrekvent interferens i klasse D-forstærkere frit fra forsyningsskinnerne til forstærkerudgangen. Disse interferenser, støj og drift er ikke kun overlejret på det forstærkede signal, men modulerer det også i amplitude [34] . For at reducere disse forvrængninger har designere flyttet fra synkron PWM til asynkron variabel frekvensmodulation til sigma-delta-modulation . Den uundgåelige konsekvens af dette var en stigning i udgangstransistorernes koblingsfrekvens op til titusinder af MHz og et fald i effektiviteten på grund af en stigning i koblingstab. For at reducere disse tab brugte designerne de enkleste digitale kredsløb, der reducerede koblingsfrekvensen (for eksempel ved at konvertere sekvensen af styreimpulser 01010101 ... , svarende til nul indgangsspænding, til 0011 ... , 00001111 ... og så videre). En naturlig udvikling af denne tilgang var den fuldstændige afvisning af analog modulation og overgangen til rent digital behandling af inputsignaler [35] , og en bivirkning var væksten af nomenklaturen af et-bogstavs "forstærkningsklasser".
I 1998 udgav Tripath, grundlagt af Adya Tripathi , en hel-digital klasse D integreret UMZCH med erklærede kvalitetsindikatorer, der nærmer sig dem for "almindelige" high-fidelity forstærkere . De nye mikrokredsløb blev sat til salg under banneret "klasse T" og modtog generelt positive anmeldelser fra pressen og radioamatører. Tripath TA2020-forstærkeren blev opført som en af IEEE Spectrums "25 IC'er, der rystede verden" [36] [37] , og virksomheden gik konkurs i 2007, ude af stand til at konkurrere med større producenter [38] [39] . "Klasse T" blev efterfulgt af Crown Internationals "Klasse J", Lab.gruppens " TD Klasse", Zetex Z Klasse" og PWRFs RF "Klasse M" . EDN klummeskribent Paul Reiko bemærkede, at "at komponere nye 'forstærkerklasser' ikke er andet end et marketingtrick, der gør mere skade end gavn for virksomheden ... hvis du vil have en ny forstærkerklasse, så køb -Bradley og genopfind AB-klassen" [40] .
| Udvikling af forstærkere med dynamisk styring af udgangstrinets forsyningsspænding i B/AB-tilstand |
|---|
|
Den maksimale effekt af en lydfrekvensforstærker, bestemt blandt andet af dens forsyningsspænding, er relativt sjældent påkrævet. Det meste af tiden gengiver forstærkeren signaler med relativt lille amplitude. I klasse B eller AB forstærkere er dette ledsaget af høje absolutte energitab med lav effektivitet (10-40%). For at reducere tab og øge effektiviteten bør du sænke forsyningsspændingen - men en forstærker med lav forsyningsspænding vil ikke være i stand til at gengive sjældne spidsfragmenter af indgangssignalet. Løsningen på dette dilemma blev foreslået i 1964 af NASA- ingeniør Manuel Cramer [41] . Cramers idé var, at en klasse B- eller AB-forstærker skulle drives af en spændingskilde med to eller tre sæt strømskinner. Ved afspilning af lavamplitudesignaler er udgangstrinnet forbundet med lavspændingsbusser, og efterhånden som signalniveauet stiger, skifter det til strøm fra højspændingsbusser [42] .
Serieproduktion af sådanne UMZCH begyndte i 1977 af Hitachi . Nyheden fik markedsføringsmærket "klasse G", som har slået rod i japansk og britisk litteratur og er blevet en anerkendt tilføjelse til den traditionelle klassificering af forstærkere. Japanske klasse G-forstærkere var ikke efterspurgte, og et lignende design af Bob Carver , udgivet i 1981, slog rod på det amerikanske marked for professionelt udstyr. Navnet "klasse H" opfundet af Carver har slået rod i amerikansk litteratur , og den engang så universelle klassificering er brudt op i regionale nicher - "amerikansk" og "anglo-japansk" [43] . Med tiden er amerikanske forfattere vendt tilbage til "anglo-japanske" betegnelser - de bruges for eksempel af Dennis Bonn (2012 [41] ) og Bob Cordell (2011 [44] ). Det moderne koncept med "klasse G" kombinerer to tilgange til at skifte strømbusser - trinvis og jævn omskiftning, og to tilgange til kredsløbet på udgangstrinnet - seriel forbindelse ("den interne" kaskade af selve UMZCH er indlejret i den "eksterne " kaskade til styring af strømbusserne) og parallel (to udgangstrin, "lav" og "høj" forbundet til belastningen parallelt) [45] [46] .
Næste trin i udviklingen af økonomiske forstærkere var de "europæiske" klasse H - forstærkere med jævnt varierende strømforsyningsspænding. Ved lave udgangssignalniveauer er forstærkeren forbundet til "normale" busser med lav forsyningsspænding. Efterhånden som udgangsspændingen stiger, stiger spændingen på den øvre (for en positiv halvbølge) eller den nedre (for en negativ halvbølge) strømskinne, hvilket opretholder det mindst nødvendige spændingsfald over den aktive transistor. I den enkleste version af klasse H bruges en spændingsboost-kondensator, opladet fra hovedstrømforsyningsbussen og forbundet til udgangstransistorerne i henhold til "diode OR"-kredsløbet. I en mere kompleks version, der bruges i UMZCH-mikrokredsløb til biler, bruges en indbygget spændingsomformer , som pumper spændingsforstærkningskondensatorerne til de krævede værdier [47] . Klasse H er blevet efterfulgt af en række hybride Klasse B- og D-forstærkerkredsløb. I disse designs leverer en snavset Klasse D-forstærker strøm til en ren Klasse B- eller AB-forstærker (mindre almindeligt Klasse H) forbundet til belastningen. Varianter af sådanne forstærkere er blevet kaldt "hybrid klasse D" [48] , "klasse TD" eller "følgerklasse D" [49] , "klasse A/H" [50] , "klasse K" (fra Korea ) [51 ] og osv. "Klasse BD" er derimod ikke en hybrid - det er bare en tidlig version af klasse D med synkron PWM [52] .
RF-forstærkerkredsløb udvikler sig i to hovedretninger: at øge signalets driftsfrekvens (bærefrekvens) og øge effektiviteten i allerede mestrede frekvensområder. I 1985 nåede transistorforstærkere, der fungerede ved relativt lave frekvenser, en virkningsgrad på 95-98 %, og allerede ved en frekvens på 30 MHz faldt virkningsgraden til 80 % [53] . I 2000 blev den samme effektivitet på 80 % normen for 900 MHz-båndet [54] . Ved disse frekvenser bliver transistorens omskiftningsforsinkelse sammenlignelig med perioden for bærefrekvensen, og linjen mellem nøgletilstandene og tilstandene for den kontrollerede strømkilde slettes. Samtidig er der ingen samlet teori, der beskriver processerne i højeffektmikrobølgekaskader, og heller ikke en enkelt metode til at analysere og optimere sådanne kaskader, ikke engang den velkendte kaskade i blandet tilstand C [55] [56] .
I 1975 forsøgte far og søn Nathan og Alan Sokal en sådan analyse . Baseret på den velkendte nøglekaskade satte de opgaven med at minimere tab under transistorens omskiftning fra lukket tilstand til åben tilstand og omvendt. Sokal formulerede princippet om drift af en økonomisk effektforstærker, som de kaldte "klasse E": når transistoren er slukket, skal strømmen gennem den falde til nul, før kollektorspændingen begynder at stige, når den tændes, kollektorspændingen skal falde til nul , før den begynder at stige strøm. Kombinationen af højspænding og høj strøm er ikke tilladt. Således hævdede Nathan Sokal, at det er muligt at reducere tab fra 35 % til 15 % af strømforbruget selv ved frekvenser, hvor transistorens tændingsforsinkelse er 30 % af bærefrekvenscyklussen [57] .
En alternativ tilgang til at reducere tab er den spektrale (harmoniske) adskillelse af strømme og spændinger i udgangstrinnet. Belastningen af en sådan forstærker består af flere resonanskredsløb, der er indstillet til at passere de lige harmoniske af bærefrekvensen og til at undertrykke de ulige harmoniske. Ideelt set indeholder den nuværende form af et sådant trin, ud over bærefrekvensen, kun dens lige harmoniske, og spændingsformen på kollektoren eller afløbet af en kraftig transistor indeholder kun ulige. Rigtige forstærkere bruger to eller tre kredsløb, så bølgeformerne af strømme og spændinger adskiller sig væsentligt fra ideelle. Forstærkere af denne art er normalt tildelt en speciel klasse F, men i litteraturen er der også begreberne "økonomisk klasse C", "optimal klasse C", "multiresonant klasse C", HRA ( harmonisk reaktansforstærker ) , HCA ( harmonisk kontrolforstærker ) og endda "klasse E" (i en anden betydning end Sokals klasse E). Afhængig af konfigurationen af kredsløbene og valget af undertrykte og transmitterede harmoniske inden for klassen F, skelnes underklasserne F1, F2, F3, F −1 ("omvendt", eller "omvendt", F) osv. [58] [59] [60] .
| Forklaring : Varemærke eller patentbeskyttet løsning forældet sigt Brev ikke brugt |
Forkortelser : AF - lydfrekvenser RF - radiofrekvenser SHF - ultrahøje frekvenser ( mikrobølgestråling ) UMZCH - lydfrekvens effektforstærker UPT - DC forstærker URCH - radiofrekvensforstærker |
| klasse | Forekomstperiode _ |
Omfang _ |
Klasse definition | Kilder | ||
|---|---|---|---|---|---|---|
| Underklasse | Underklasse definition | Oversigt | Detaljeret | |||
| EN | 1920'erne | Grundlæggende klassifikation af forstærkningstilstande Spændings- og effektforstærkere |
En funktionsmåde for et forstærkerelement, hvor strømmen, der løber gennem forstærkerelementet, aldrig afbrydes (ledningsvinklen for et harmonisk signal er 360°). Afhængigt af formålet med forstærkeren (RF-, AF- eller DC-forstærkning) er alternative, ækvivalente formuleringer mulige med hensyn til valg af styrespændinger eller forstærkerelementets driftspunkt. | [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] | Rør UMZCH: [69] Transistor UMZCH: [70] [71] Transistor FM: [72] [73] [74] [75] | |
| A1 | Klasse A rørforstærker, der fungerer uden netstrømme | [76] | ||||
| A2 | Klasse A rørforstærker, der arbejder med netstrømme | [76] [77] | Analyse og beregning af kaskaden: [78] | |||
| AA | 1986 | UMZCH varemærke tilhørende Technics | UMZCH, som kombinerer en præcision high-line klasse A forstærker, en kraftig klasse B forstærker og et brokredsløb til at forbinde belastningen og negative feedback loops . En gentagelse af Sandmans tidligere plan [79] | Sammenlignende analyse af UMZCH-kredsløb i klasse S og AA: [80] [81] | ||
| AB | 1920'erne | Grundlæggende klassifikation af forstærkningstilstande effektforstærkere |
Driftstilstanden for forstærkerelementet ligger mellem tilstandene A og B. Ledningsvinklen for det harmoniske signal er væsentligt større end 180°, men mindre end 360° | [61] [62] [64] [65] [67] | Transistor RF: [82] [83] [84] | |
| AB1 | Klasse AB rørforstærker, der fungerer uden netstrømme | [76] [77] [68] | ||||
| AB2 | Klasse AB rørforstærker, der arbejder med netstrømme | [76] [77] [68] | Analyse og beregning af kaskaden: [78] | |||
| AB+B | Transistorforstærker med to udgangstrin parallelt - klasse A og klasse B. Begrebet blev introduceret i 1968 af Gerald Stanley (Crown Audio) [85] | [85] | ||||
| A/H | 1988 [50] | Effektforstærkere | Broforstærker. Den ene side af broen fungerer i tilstand A, den anden i tilstand G/H med en jævn, ikke-trinnet forbindelse til strømbusserne. Foreslået af Stan Gould (BSS Audio), brugt i professionelt udstyr [50] Se også klasse A/H |
[halvtreds] | ||
| B | 1920'erne | Grundlæggende klassifikation af forstærkningstilstande effektforstærkere |
Funktionsmåden for forstærkerelementet, hvor ledningsvinklen for det harmoniske signal er lig med eller lidt over 180° | [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] | Transistor RF [86] [87] | |
| B1 | Klasse B rørforstærker, der fungerer uden netstrømme | [76] | ||||
| B2 | Klasse B rørforstærker, der arbejder med netstrømme | [76] | Analyse og beregning af kaskaden: [78] | |||
| f.Kr | 1930'erne | Ikke brugt i praksis [88] | Historisk - en mellemtilstand mellem klasserne B (lineær) og C (puls). I praksis opfylder denne "mellemliggende" tilstand definitionen af klasse C og har ingen funktioner, der fortjener særlig overvejelse. | [88] [62] | ||
| BD | 19xx | RF effektforstærkere | Push-pull RF-forstærker, der fungerer i tilstand B, når den er underspændt, og tilstand D ved overspænding. | [89] [52] | ||
| C | 1920'erne | Grundlæggende klassifikation af forstærkningstilstande Effektforstærkere (typisk RF) |
Funktionsmåden for forstærkerelementet, hvor ledningsvinklen for det harmoniske signal er mindre end 180°. Transient mode mellem lineære (mode B) og puls (mode D) kredsløb. | [61] [62] [63] [64] [65] [66] [67] [68] | Transistor RF: [90] [91] [92] [93] | |
| C1 | Klasse C rørforstærker, der fungerer uden netstrømme | [76] | ||||
| C2 | Klasse C rørforstærker, der arbejder med netstrømme | [76] | Analyse og beregning af kaskaden: [78] | |||
| CD | RF effektforstærkere | Synonymt med "blandet tilstand C" | Transistor RF: [94] | |||
| D | 1951, idé 1955, sigt [26] |
Grundlæggende klassifikation af forstærkningstilstande effektforstærkere |
Fuldt nøgle (puls) funktionsmåde for forstærkerelementer. Udgangsspændingen bestemmes af driftscyklussen af styreimpulserne, der leveres til udgangstrinets øvre og nedre arme | [95] [96] [97] | Transistor UMZCH: [98] Transistor URCh: [99] [100] [101] [102] Historiske publikationer: [103] [104] [105] | |
| DE | 19xx | RF effektforstærkere | Klasse D RF-forstærker, hvis belastning er indstillet til at minimere tab ved genopladning af udgangskapaciteten på nøgletransistorer. Med tilstrækkelig lange pauser mellem indeslutningerne af de to arme i push-pull-kredsløbet bliver DE-tilstanden en analog af E-tilstanden. | [106] [107] | ||
| E | 1975 | RF effektforstærkere | En forstærker, der fungerer i en switch-mode, hvor (a) når transistoren er slukket, strømmen gennem den falder til nul, før kollektorspændingen begynder at stige, og (b) når transistoren tændes, spændingen over dens kollektor falder til nul , før den begynder at stige strøm. Navn foreslået af Nathan og Alan Sokal . | [96] [108] [66] | [109] [57] [110] [111] [112] [113] | |
| EF | 19xx | RF effektforstærkere | To-takts variant af klasse F ( eng. Harmonic reactance amplifier, HRA ) | [114] | ||
| F | RF effektforstærkere | Forstærkere med spektral adskillelse af strømme og spændinger. Formen af strømmen af udgangstransistoren bestemmes af bærefrekvensen og dens lige harmoniske, formen på dens kollektor eller drænspænding bestemmes af bærebølgen og dens ulige harmoniske. | [96] [66] [115] | [59] [116] [117] [60] [118] | ||
| F1 | Klasse F forstærker med kredsløb indstillet til bærefrekvensen og en af dens harmoniske (anden eller tredje) | [119] | ||||
| F2 | Klasse F forstærker frafiltrerer næsten uendeligt antal ulige harmoniske i en kvartbølgelinje | [120] [121] [122] | ||||
| F2 _ | Klasse F forstærker med anden harmonisk filtrering | [123] | ||||
| F24 _ | Klasse F forstærker med 2. og 4. harmonisk filtrering | [124] | ||||
| F3 | Klasse E og F Hybrid - Klasse E kaskade med tredje harmonisk undertrykkelse | [125] | ||||
| F3 _ | Klasse F forstærker med tredje harmonisk filtrering | [126] | ||||
| F 35 | Klasse F forstærker med tredje og femte harmonisk filtrering | [127] | ||||
| F −1 eller F inv |
"Omvendt" eller "omvendt" klasse F: udgangstransistorens aktuelle form bestemmes af bærefrekvensen og dens ulige harmoniske, formen på dens kollektor eller drænspænding bestemmes af bærebølgen og dens lige harmoniske. | [128] | ||||
| G | 1965, publikation [129] 1977, serieproduktion [129] |
Økonomisk UMZCH | Klasse B transistorforstærker med skiftede strømskinner. I hvile og ved lave udgangsspændingsniveauer drives forstærkeren af busser med lave forsyningsspændinger, og efterhånden som udgangen stiger, forbindes den med busser med en højere spænding. | [96] [130] [129] | Kredsløbsanalyse: [131] | |
| H | 1964, patent [41] 1984, serieproduktion [41] |
Økonomisk UMZCH | Klasse B transistorforstærker med flydende skinnespænding. I hvile og ved lave udgangsspændingsniveauer er forstærkeren forbundet til lavspændingsskinnerne på en lineær strømforsyning. Med en stigning i udgangsspændingen øger den indbyggede servo pulsomformer spændingen på en af busserne. | [96] [130] [41] | ||
| jeg | 1995 [132] | UMZCH varemærke tilhørende Crown International (en afdeling af Harman International Industries ) | Push-pull forstærker på nøgletransistorer (udvikling af klasse D) med patenteret styrelogik, hvor de øvre og nedre taster er forbundet til belastningen med separate filtre | [133] | Producentens brochurer: [134] [135] | |
| J | 2000'erne | Varemærke UMZCH firma Earthquake Sound | UMZCH klasse D | Producentbrochure: [136] | ||
| 2000'erne | UMZCH varemærke tilhørende Crown Audio | UMZCH klasse D, med parallelforbindelse af et hjælpetrin i klasse B, som neutraliserer de forvrængninger, der blev indført af den første [137] | [137] | |||
| 2006 | Økonomiske mikrobølgeeffektforstærkere | En enkelt-cyklus forstærker af mikrobølgeoscillationer, skiftet til klasse AB, indlæst på en reaktiv nyttelast og matchet med den ved de grundlæggende harmoniske af driftsfrekvensen. Udgangskapaciteten for en HEMT- eller LDMOS - transistor er inkluderet i matchningskredsløbet [138] | [139] | |||
| K | 1953 [140] | Vakuumrør transmittermodulatorer | En økonomisk modulator af en rørradiosender , hvor hvilestrømmen af modulatortetroden styres af strømmen fra et andet rør - en AF-forstærker, hvis anode er forbundet med tetrodens screeningsgitter. Opfinderen, Richard Klensh, omtalte dette design som en "klasse K-forstærker" [140] | [140] [141] | ||
| 1998 [51] | Økonomisk UMZCH | Hybrid effektforstærker AF, hvor en præcisionsklasse A spændingsforstærker og en kraftig klasse D strømbuffer er forbundet parallelt. Navnet går tilbage til Korea . Se også klasse A/H |
[51] | |||
| L | Anvendes ikke | |||||
| M | 2000'erne | Varemærke URC firma PWRF | Proprietær delta-sigma modulator kredsløb til mobile basestation radiosendere | Producentbrochure: [142] | ||
| N | 2002 | Økonomiske mikrobølgeeffektforstærkere | Princippet om at reducere energitab i en mikrobølgeforstærker, foreslået i 2002 af et team af forfattere fra Donetsk Universitet . | [143] | ||
| O | Anvendes ikke | |||||
| P | Anvendes ikke | |||||
| Q | Anvendes ikke | |||||
| R | Anvendes ikke | |||||
| S | 1982 [144] | UMZCH Aubrey Sandman | UMZCH, der kombinerer en præcision laveffekt klasse A forstærker, en kraftig klasse B forstærker og en brokoblet belastningsforbindelse og negative feedback loops . Gentaget (uden Sandmans samtykke) i Technics linje af "klasse AA" forstærkere [79] | [145] | Sammenlignende analyse af UMZCH-kredsløb i klasse S og AA: [80] [81] | |
| 1932, patent [146] | Økonomiske RF effektforstærkere | [96] [146] | Transistor RF: [147] Lovende mikrobølgekredsløb: [148] | |||
| T | 19xx | UMZCH varemærke tilhørende Tripath-virksomheden (siden 2007 ejet af Cirrus Logic , udgået) [149] | Klasse D integreret forstærker med patenteret digital feedbackbehandling | [38] [39] | Producentbrochure: [150] | |
| TD | 2000'erne | UMZCH varemærke tilhørende Lab.gruppen | "Sporingsklasse D" - en underart af klasse D og klasse H: en klasse B-forstærker drevet af AF-spændingen genereret af en klasse D-forstærker | Producentbrochure: [49] | ||
| U | Anvendes ikke | |||||
| V | Anvendes ikke | |||||
| W | 2000'erne | Varemærke tilhørende Wolfson Micro | Økonomisk integreret forstærker med flydende forsyningsspændinger genereret af indbyggede omformere (se klasse H) | Producentens hjemmeside: [151] | ||
| x | Anvendes ikke | |||||
| Y | Anvendes ikke | |||||
| Z | 2000'erne | Varemærke tilhørende pulsed UMZCH-virksomheden Zetex , siden 2008 Diodes Incorporated . Siden 2010 har den været brugt i NAD Master-seriens forstærkere. | Klasse D integreret forstærker med patenteret digital feedbackbehandling | Producentens brochure: [152] | ||